Патент на изобретение №2239225

(54) СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫМ СТАБИЛИЗАТОРОМ НАПРЯЖЕНИЯ

(57) Реферат:

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано для управления импульсными стабилизаторами постоянного напряжения повышающего типа с широтно-импульсной модуляцией, которые подключены к источникам энергии ограниченной мощности, обладающим свойствами источника тока. При этом обеспечиваются малые амплитуда и длительность переходных процессов и астатизм выходного напряжения. Для чего измеряют ток I_C конденсатора выходного фильтра и напряжения U_ВЫХ на выходе стабилизатора. Сигнал рассогласования = U_ВЫХ – U_ЭТ, где U_ЭТ -эталонное напряжение, усиливают в К_P раз и интегрируют, ограничивая диапазон возможного изменения интеграла (прекращая интегрирование) по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции. Ток конденсатора I_C подвергают усилению в K₁ раз, подвергают частотной коррекции и в сумме с интегралом сигнала рассогласования подают на вход модулятора. Пилообразное опорное напряжение модулятора формируют в виде квадратичной параболы. 13 ил.

Изобретение относится к области электротехники, в частности к преобразовательной технике, и может быть использовано для управления импульсными стабилизаторами напряжения (ИСН) в автономных системах электропитания (СЭП) с первичными источниками (ПИ) энергии ограниченной мощности, обладающими свойствами источника тока и допускающими работу в режиме короткого замыкания, например полупроводниковыми фотопреобразователями.

Известен [1] способ управления ИСН с силовой цепью понижающего типа (ИСН ПН), выполненной в виде управляемого электрического ключа (УЭК) и DLC-фильтра (индуктивно-емкостного фильтра с замыкающим диодом), соединенных последовательно между входом и выходом ИСН, заключающийся в том, что измеряют ток I_C конденсатора DLC-фильтра и напряжение U_ВЫХ на выходе ИСН, вычисляют напряжение U_C.H на емкости конденсатора DLC-фильтра путем интегрирования сигнала, полученного суммированием тока конденсатора, взятого с коэффициентом 1/С, где С – емкость конденсатора DLC-фильтра, и сигнала отклонения напряжения U_C.H от U_ВЫХ, взятого с коэффициентом где R_C – внутреннее активное сопротивление конденсатора DLC – фильтра, формируют сигнал рассогласования по напряжению путем сравнения напряжения U_C.H с эталонным напряжением U_ЭТ, умножают ток I_C и сигнал рассогласования на коэффициенты К_I1 и K_U1, соответственно, причем

где L – индуктивность DLC-фильтра, U_BX – напряжение на входе ИСН, t_И – статическая длительность импульса управления УЭК, Т – период преобразования и _Л – скорость изменения пилообразного напряжения широтно-импульсного модулятора (ШИМ); формируют сигнал управления, суммируя сигналы, полученные в результате умножения, и сигналом управления формируют импульсы управления УЭК по принципу ШИМ с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса.

Этот способ обеспечивает ИСН с силовой цепью понижающего типа (ИСН ПН), малую длительность переходных процессов при воздействиях по выходу (изменение тока I_H нагрузки) и по входу (изменение напряжения U_ВХ на входе ИСН).

К недостаткам этого способа относится то, что он не обеспечивает высокой статической точности стабилизации напряжения U_ВЫХ, поскольку сигнал рассогласования по напряжению умножается на коэффициент k_U1, величина которого, определяемая через параметры ИСН, относительно мала и не может быть увеличена без ухудшения динамических характеристик ИСН. Кроме того, этот способ не применим для управления ИСН с силовой цепью повышающего типа и в случае использования для питания ИСН первичного источника (ПИ), обладающего свойствами источника тока и допускающего работу в режиме короткого замыкания.

Известен [2] способ управления ИСН шунтового типа (ИСН ШТ) в автономной СЭП, состоящей из соединенных последовательно ПИ ограниченной мощности, допускающего работу в режиме короткого замыкания и ИСН ШТ, силовая цепь которого содержит конденсатор, управляемый электрический ключ и диод, причем диод включен между входом и выходом ИСН ШТ, управляемый электрический ключ включен между входом и общим проводом ИСН ШТ, а конденсатор подключен между выходом и общим проводом ИСН ШТ, являющимся одновременно и общим проводом ПИ. Способ заключается в измерении напряжения на выходе стабилизатора, формировании сигнала рассогласования по напряжению путем вычитания опорного напряжения из напряжения на выходе стабилизатора, усилении сигнала рассогласования по напряжению и формировании усиленным сигналом рассогласования по напряжению импульсов управления УЭК по принципу широтно-импульсной модуляции.

Этот способ позволяет обеспечить стабилизацию напряжения на выходе стабилизатора с силовой цепью ИСН ШТ при использовании ПИ, обладающего свойствами источника тока.

К недостаткам этого способа следует отнести то, что он не обеспечивает астатизма выходного напряжения, поскольку отсутствует интегрирование сигнала рассогласования по напряжению, а в динамических режимах не обеспечивается малая длительность переходных процессов при изменении тока нагрузки из-за невозможности обеспечения оптимальной частотной коррекции сигнала обратной связи в рамках указанного способа управления. Невозможность оптимальной частотной коррекции объясняется тем, что сигнал обратной связи является отклонением выходного напряжения ИСН от эталонного, а величина отклонения выходного напряжения ИСН зависит от параметров конденсатора выходного фильтра, таких как емкость С и внутреннее активное сопротивление R_C. Поскольку емкость С и внутреннее активное сопротивление R_C зависят от температуры, частоты тока и срока эксплуатации конденсатора, то в рамках указанного способа невозможно обеспечить оптимальную частотную коррекцию сигнала обратной связи.

В качестве прототипа выбран способ управления ИСН ПН [3], согласно которому измеряют ток I_С(t) конденсатора DLC-фильтра и напряжение U_ВЫХ на выходе стабилизатора, получают сигнал рассогласования по напряжению (t), вычитая эталонное напряжение U_ЭТ из U_ВЫХ(t), получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению (t) на коэффициент К_P, интегрируют второй сигнал, при этом ограничивая путем прерывания интегрирования диапазон изменения интеграла по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции, получают третий сигнал, умножая значение тока I_C конденсатора на коэффициент К_I, формируют результирующий сигнал, суммируя пятый сигнал и интеграла второго сигнала, сигналом управления формируют импульсы управления управляемым электрическим ключом по принципу широтно-импульсной модуляции с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса.

Этот способ позволяет обеспечить ИСН ПН малую длительность переходных процессов в динамических режимах работы и малую величину статической ошибки выходного напряжения.

Однако при его использовании для управления импульсным стабилизатором напряжения с силовой цепью повышающего типа (ИСН ПВ), выполненным в виде дросселя с индуктивностью L и диода, включенных последовательно между входом и выходом стабилизатора, управляемого электрического ключа, включенного между общим проводом стабилизатора и точкой соединения дросселя и диода, конденсатора с емкостью С, включенного между выходом и общим проводом, и подключенным к первичному источнику, обладающему свойствами источника тока, не достигается малая длительность переходных процессов в динамических режимах работы из-за различия силовых цепей ИСН и свойств первичных источников (ПИ) энергии, т.к. в прототипе первичный источник обладает свойствами источника ЭДС, а в заявляемом решении – свойствами источника тока.

В известных ИСН ПВ, как правило, решают задачи уменьшения величины статической ошибки выходного напряжения или длительности переходных процессов. Однако существуют области техники, в которых от ИСН ПВ требуются как малая длительность переходных процессов, так и малая статическая ошибка выходного напряжения. Например, такие требования к ИСН ПВ предъявляются при их использовании в системах электропитания космических аппаратов. Обеспечить в ИСН малую длительность переходных процессов и малую статическую ошибку выходного напряжения достаточно сложно, так как увеличение коэффициента усиления сигнала рассогласования по напряжению или интегрирование этого сигнала позволяет уменьшить статическую ошибку выходного напряжения, но, как правило, приводит к увеличению длительности переходных процессов в динамических режимах работы ИСН. В известном решении [3] обеспечивается как малая длительность переходных процессов, так и малая статическая ошибка выходного напряжения. Однако это решение применимо к ИСН ПН и при его использовании в ИСН с силовой цепью повышающего типа и подключенного к ПИ, обладающему свойствами источника тока, не обеспечивает малой длительности переходных процессов из-за различия силовых цепей ИСН.

В основу изобретения положена задача повышения качества напряжения на выходе импульсного стабилизатора напряжения с силовой цепью ИСН ПВ при питании его от ПИ, обладающего свойствами источника тока, например при использовании участка вольт-амперной характеристики (ВАХ) солнечной батареи от точки короткого замыкания до точки, в которой ее мощность максимальна. При этом под повышением качества выходного напряжения в динамических режимах понимается уменьшение длительности переходных процессов, а в статических режимах – достижение астатизма выходного напряжения.

Поставленная задача решается тем, что в способе управления импульсным стабилизатором напряжения, выполненном в виде дросселя с индуктивностью L и диода, включенных последовательно между входом и выходом стабилизатора, управляемого электрического ключа, включенного между общим проводом стабилизатора и точкой соединения дросселя и диода, конденсатора с емкостью С, включенного между выходом и общим проводом стабилизатора, и подключен к первичному источнику, обладающему свойствами источника тока, при котором измеряют напряжение U_ВЫХ на выходе стабилизатора и ток I_С конденсатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент К_P, интегрируют второй сигнал, при этом ограничивая путем прерывания интегрирования диапазон изменения интеграла по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции, получают третий сигнал, умножая значение тока I_C конденсатора на коэффициент К_I, формируют результирующий сигнал, суммируя пятый сигнал и интеграла второго сигнала, сигналом управления формируют импульсы управления управляемым электрическим ключом по принципу широтно-импульсной модуляции с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса, согласно изобретению получают пятый сигнал, интегрируя четвертый сигнал, вычисляемый путем вычитания из третьего сигнала самого пятого сигнала, взятого с коэффициентом где Т – период преобразования, второй сигнал принимают равным первому, причем в случае модуляции переднего фронта импульсов управления управляемым электрическим ключом сигнал управления получают, инвертируя результирующий сигнал, а в случае модуляции заднего фронта импульсов управления управляемым электрическим ключом сигнал управления принимают равным результирующему сигналу, при этом

где U_Л(T) – амплитудное значение нелинейного опорного напряжения модулятора, I_ПИ – величина тока первичного источника,

где R_С – внутреннее активное сопротивление конденсатора,

а нелинейное опорное напряжение модулятора

где mТK (m+1)T.

На фиг.1 приведена силовая цепь ИСН ПВ с подключенным к ней ПИ, обладающим свойствами источника тока. На фиг.2 приведены временные диаграммы напряжений и токов элементов силовой цепи ИСН ПВ при питании его от ПИ, обладающего свойствами источника тока. На фиг.3 и 4 приведены амплитудно-импульсные модели силовой части ИСН ПВ и ИСН ПВ, соответственно. На фиг.5 приведена структурная схема ИСН ПВ С ШИМ. На фиг.6 приведены входной и опорный сигналы широтно-импульсного модулятора. На фиг.7 и фиг.8 приведены структурные схемы устройств управления, необходимые для доказательства возможности осуществления изобретения. На фиг.9 приведена функциональная схема ИСН ПВ, в котором реализован заявляемый способ. На фиг.10 и фиг.11 приведены временные диаграммы выходного напряжения, тока дросселя и тока нагрузки ИСН ПВ, подтверждающие решение поставленной задачи.

Силовая цепь ИСН ПВ (фиг.1) содержит регулирующий элемент (РЭ) 1, состоящий из УЭК 2 и диода 3, дроссель 4, конденсатор 5, вход 6, выход 7, общий провод 8. К силовой цепи ИСН ПВ подключен ПИ 9, являющийся источником тока с величиной тока I_ПИ.

Для доказательства решения поставленной выше задачи посредством предлагаемого способа управления, в частности обеспечения высокого качества выходного напряжения ИСН ПВ в динамических режимах работы, воспользуемся подходом [4], основанным на представлении ИСН с ШИМ в режиме “малого сигнала” адекватной амплитудно-импульсной моделью и применении для синтеза закона управления третьего полиномиального уравнения [5], позволяющего достичь грубости и осуществимости системы с минимальной конечной длительностью переходного процесса в условиях вариации параметров силовой цепи. Для чего из общего процесса в ИСН с ШИМ вычленяют стационарный процесс, соответствующий неизменной (стационарной) длительности t_И.СТ импульсов управления УЭК и процесс регулирования, обусловленный приращением длительности t_И импульса управления на величину t_И.Р относительно стационарной длительности t_И.СТ. Применительно к процессу регулирования для режима “малого сигнала”, когда

где Т – период преобразования, ИСН с ШИМ заменятся моделью с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ), в которой импульсы тока с амплитудой I_С.Р.А(t) и длительностью t_И.Р, воздействующие со стороны регулирующего элемента на конденсатор 5, заменяются эквивалентными по ампер-секундной “площади” -функциями. Процесс изменения тока I_C(t) и напряжения U_C(t) на емкости конденсатора 5 с разделением на регулируемую (помечена индексом “Р”) и стационарную (помечена индексом “СТ”) составляющие, показан на временных диаграммах (фиг.2). При этом в качестве нагрузки ИСН принят источник тока с величиной тока I_H, а ток I_R через резистор 11 в диапазоне рабочих напряжений ПИ 9 (фиг.1) принят из условия

I_R<ПИ,

где I_ПИ – ток ПИ 9, что позволяет считать

где i_l – ток дросселя 4.

Регулируемая составляющая тока I_С.Р(t), воздействующая на конденсатор 5 выходного фильтра, имеет вид двухполярных импульсов с амплитудой I_C.P.A(t) и длительностью t_И.Р (фиг.2). Амплитуда I_С.Р.А определяется как разность токов I_C.1(t)=I_L-I_H(t) и I_C.2(t)=-I_H(t) конденсатора 5 на интервалах разомкнутого и замкнутого состояния УЭК 2, соответственно. Следовательно

Таким образом, можно считать, что при изменении длительности импульса управления УЭК 2 на величину t_И.Р на конденсатор 5 воздействуют ампер-секундные “площади” S_Ш=I_Lt_И.Р. В случае, если выполняется условие (1), можно осуществить замену ампер-секундных “площадей” S_Ш, у которых модулируется ширина, на -функции с ампер-секундной “площадью” S_A. Эквивалентность замены предполагает равенство “площадей” S_Ш и S_A.

Исходя из вышеизложенного, силовая часть ИСН (фиг.1) может быть представлена амплитудно-импульсной моделью, приведенной на фиг.3, а сама синтезируемая замкнутая система – в виде амплитудно-импульсной модели, приведенной на фиг.4.

В ИСН (фиг.1) линейной непрерывной частью (ЛНЧ) является конденсатор 5. При синтезе закона управления ИСН примем равным нулю внутреннее активное сопротивление R_С конденсатора 5. В этом случае передаточная функция ЛНЧ

где С – емкость конденсатора 5.

В Z-преобразованной форме передаточная функция силовой цепи

поскольку учитывает передаточную функцию простейшего импульсного элемента W_ПЭ(z)=z^-1.

Синтез передаточной функции устройства управления W_У.А(z) системы (фиг.4) осуществим с использованием третьего полиномиального уравнения [5]:

где P(z), M(z), Q(z), N(z), G(z) – полиномы, определяющие дискретные передаточные функции

– неизменяемой части (линейной непрерывной части)

W_ЛНЧ(z)=P(z)/Q(z),

– передаточной функции устройства управления

W_У.А(z)=М(z)/N(z),

– замкнутой импульсной системы

K_C(z)=P(z)M(z)G(z).

Поскольку то степени полиномов числителя и знаменателя передаточной функции W_У.А(z) соответственно равны

n_M=n_Q-1=0, n_N=n_P=0,

а сами полиномы имеют вид

M(z)=a₀, N(z)=в₀.

Синтезируемая система обладает минимальной конечной длительностью переходных процессов, если

где n=n_P+n_Q=1 [5].

Подставив полиномы P(z), M(z), Q(z), N(z), G(z) в (6) и решив его, получим передаточную функцию устройства управления

где С – коэффициент, численно равный емкости конденсатора 5. Следовательно, во временной области устройство управления должно иметь коэффициент передачи

При обратном переходе от системы с АИМ к системе с ШИМ необходимо обеспечить равенство коэффициентов передачи

устройств управления систем с АИМ и ШИМ, соответственно. Это необходимо для обеспечения равенства ампер-секундных “площадей” S_А и S_Ш, воздействующих на ЛНЧ в системах с АИМ и ШИМ. Поскольку устройство управления ИСН с ШИМ (фиг.5) содержит широтно-импульсный модулятор с коэффициентом передачи К_ШИМ и, согласно проведенному выше анализу процессов, источник тока I_С.Р.А=I_L, коммутируемый к ЛНЧ на время t_И.Р, то коэффициент передачи устройства управления ИСН с ШИМ может быть записан

Подставив (8) и (10) в (9), получим

где К_ОПТ – искомый коэффициент усиления.

С учетом скорости U’_ВХ.М () изменения входного сигнала модулятора в момент времени , непосредственно предшествующий коммутации (формированию модулируемого фронта импульса управления УЭК 2), коэффициент передачи широтно-импульсного модулятора [4]:

где U^,_Л(t_K) – скорость изменения опорного напряжения ШИМ в момент коммутации t_K. Скорость изменения входного сигнала модулятора

где U^,_C() – скорость изменения напряжения на емкости конденсатора 5 в момент времени .

Рассмотрим случай модуляции переднего фронта импульса управления УЭК. Скорость U^,_С() в момент , предшествующий коммутации

Подставив (14) в (13), получим скорость изменения входного сигнала модулятора

В установившемся режиме работы ИСН или в случае малых отклонений

где К₃ – коэффициент заполнения импульсов управления УЭК2, а К_П=t_k/T – относительная длительность проводящего состояния диода 3.

Преобразовав (16), получим

Ток конденсатора 5 на интервале непроводящего состояния УЭК 2 и, соответственно, в момент t^–_K, предшествующий включению УЭК 2, с учетом (17)

Подставив (18) в (14), получим скорость изменения напряжения на емкости конденсатора

Подставив (19) в (15), а результат в (12), получим

Подставив (20) в (11) и преобразовав, получим скорость изменения опорного сигнала ШИМ на интервале mТK (m+1)T

Проинтегрировав левую и правую часть (21), получим закон изменения опорного сигнала ШИМ на интервале mТК (m+1)Т (на периоде преобразования)

В случае, если t_K=Т:

а К_ОПТ

В случае модуляции заднего фронта импульса управления У ЭК 2, коэффициент К_ОПТ передачи сигнала рассогласования и закон формирования входного опорного сигнала ШИМ-U_Л(t_K), полученные аналогичным образом, как и в случае модуляции переднего фронта импульса управления УЭК, определяются выражениями (24) и (23). При этом входной сигнал ШИМ дополнительно инвертируют, за счет чего обеспечивают отрицательную обратную связь.

Примерный вид временных диаграмм входного и опорного сигналов широтно-импульсного модулятора приведен на фиг.6.

Сложность технической реализации устройства управления в соответствии с фиг.5 состоит в том, что конденсатор 5, как правило, обладает существенным внутренним активным сопротивлением R_C и напряжение U_C(t) на емкости конденсатора выходного фильтра, отличается от выходного напряжения U_ВЫХ(t) на величину падения напряжения U_RC на внутреннем активном сопротивлении R_C конденсатора. Непосредственное измерение U_C(t) невозможно. Один из вариантов [1] вычисления U_C(t), основанный на применении наблюдателя напряжения на емкости конденсатора, заключается в интегрировании тока I_C(t) конденсатора, взятого с коэффициентом 1/С, где С – емкость конденсатора выходного фильтра.

Структурная схема устройства управления с использованием наблюдателя напряжения на емкости конденсатора приведена на фиг.7. Сигнал коррекции U_K(t)=К₀ (U_ВЫХ(t)-U_C(t)) обеспечивает соответствие среднего значения напряжения _C(t) на выходе интегратора среднему значению выходного напряжения U_ВЫХ(t), предотвращая возможный дрейф U_C(t) из-за неидеальности элементов, на которых реализована схема управления. Величина коэффициента К₀ выбирается из условия

Задача по обеспечению высокого качества выходного напряжения в динамических и статистических режимах работы в ИСН ПН решена в [3], где уменьшение статической ошибки стабилизации выходного напряжения ИСН ПН достигается при использовании схемы управления, близкой к приведенной на фиг.7 за счет интегрирования интегратором 13 суммарного сигнала из суммы сигнала, равного току I_C(t) конденсатора 5, взятого с коэффициентом 1/С, и сигнала рассогласования по напряжению (t)=U_ВЫХ(t)-U_ЭТ, взятого с коэффициентом К_P. При этом исключается какая-либо коррекция выходного напряжения интегратора 13. Недостаток такого решения заключается в появлении статической ошибки стабилизации выходного напряжения U_ВЫХ(t), например из-за погрешности датчика тока конденсатора 5.

В предлагаемом техническом решении статическая ошибка стабилизации U_ВЫХ исключается за счет интегрирования тока конденсатора I_C(t), взятого с коэффициентом 1/С, и сигнала рассогласования по напряжению (t), взятого с коэффициентом К_P, по отдельности разными интеграторами. На фиг.8 приведена структурная схема устройства управления ИСН ПВ, полученная из структурной схемы (фиг.7) разделением интегратора 13 на два отдельных интегратора (13) и (14). В ней, кроме интегратора 13, интегрирующего сигнал I_C(t), взятый с коэффициентом 1/С, использован второй интегратор 14, интегрирующий сигнал рассогласования (t), взятый с коэффициентом К_P. Интеграл сигнала рассогласования (t), взятый с коэффициентом К_P, суммируется посредством сумматора 15 с входным динамическим сигналом модулятора

где U_С.Д(t) – динамическая составляющая напряжения на емкости С конденсатора 5, определяемая посредством динамического наблюдателя 16 напряжения на емкости С (фиг.8). За счет интегрирования тока I_C(t) конденсатора 5, взятого с коэффициентом 1/С, интеграторами 13 в схеме (фиг.8) обеспечивается равенство динамических (переменных) составляющих напряжений U_С.Д(t) и U_C(t). Охват интегратора 13 динамического наблюдателя 16 контуром отрицательной обратной (ООС) связи с коэффициентом передачи К_о превращает интегратор 13 в апериодическое звено. При выборе К_O<<1/Т, где Т – период преобразования, на временных интервалах в (5-10)Т реакция апериодического звена практически не отличается от реакции интегратора, что позволяет использовать сигнал U_С.Д(t) вместо U_С(t) для формирования входного сигнала модулятора. Преобразование интегратора 13 в апериодическое звено необходимо для ограничения коэффициента передачи динамического наблюдателя 16 в области низких частот, что исключает “уход” сигнала U_С.Д(t) во времени из-за неидеальности элементов, на которых реализуется динамический наблюдатель 16. Отсутствие или наличие постоянной составляющей в сигнале U_С.Д(t) не влияет на работу ИСН, поскольку статический режим работы ИСН определяется контуром (ООС), включающим интегратор 14.

Введение контура ООС, включающего интегратор 14, может оказать влияние на работу контура ООС с динамическим наблюдателем 16 и ухудшить динамические характеристики ИСН. Поэтому величина коэффициента К_Р усиления сигнала рассогласования (t) по напряжению определяется из условия малого влияния интеграла сигнала рассогласования (t) на результирующий сигнал U_У.М(t), поступающий на вход ШИМ (фиг.8). Условие малого влияния сигнала рассогласования на закон управления, определяющий динамические свойства ИСН, может быть записано в виде

где U_1.П(t), U_2.П(t) – максимальные отклонения сигналов на входах сумматора 15 (фиг.8).

Рассмотрим случай ступенчатого изменения тока нагрузки I_Н(t) на величину I_Н в момент формирования регулируемого фронта импульса управления УЭК. При этом на интервале периода от момента изменения тока нагрузки

Максимальное отклонение сигнала U_2.П(t) будет через (6-9)Т после момента ступенчатого изменения тока в момент возврата напряжения U_ВЫХ к стабильному значению. Однако влияние интеграла сигнала рассогласования на входной сигнал ШИМ в динамических режимах определяется не только амплитудой сигнала U_2.П, но и скоростью его изменения U^,_2.П, которая максимальна при максимальном сигнале рассогласования (t). Максимальная величина сигнала рассогласования (t) в ИСН с синтезированным законом управления отстоит от момента приращения тока нагрузки на время, равное периоду Т [4]. Поэтому запишем (26) в виде

Из схемы фиг.8 с учетом (27)

Отклонение U_2/П через период Т

Подставив (25) и (26) в (24) и преобразовав, получаем

где R_С и С – внутреннее активное сопротивление и емкость конденсатора 5 (фиг.1).

На фиг.9 приведен ИСН ПВ со схемой управления, в которой реализован синтезированный закон управления и использован контур ООС, обеспечивающий астатизм. Кроме рассмотренных ранее элементов, силовая цепь ИСН (фиг.9) содержит датчик 17 тока конденсатора 5. В схеме управления (фиг.9) динамический наблюдатель 16 реализован с использованием интегратора 13, сумматора 18 и блока ООС 19. Блоки (фиг.8) с коэффициентами передачи 1/С и К_ОПТ объединены в один блок с коэффициентом передачи

и с учетом (2)

Преобразовав (22) и (31) с учетом (32) и (2), получим

где mТK (m+1)Т,

Сигнал рассогласования по напряжению (t) формируется сумматором 21 и усиливается в К_P раз блоком 22. Интегратор 14 преобразован в интегратор 23 с ограниченным диапазоном изменения интеграла сигнала рассогласования по напряжению (t). Ограничение диапазона изменения интеграла сигнала рассогласования обеспечивается за счет охвата интегратора 14 контуром ООС посредством сумматора 24 и блока прерывания интегрирования 25.

Необходимость применения интегратора 23 с ограниченным диапазоном изменения интеграла сигнала рассогласования вызвана тем, что при коммутации значительной активной или активно-емкостной нагрузок, приводящих к прерыванию ШИМ, сигнал рассогласования (t) имеет большие значения по амплитуде и длительности. При этом к моменту возврата напряжения на выходе ИСН к стабильному значению интеграл сигнала рассогласования по напряжению принимает максимальное значение. Причем возврат интеграла сигнала рассогласования к его значениям до момента коммутации нагрузки и переход ИСН к статическому режиму работы возможен только за счет смены знака отклонения выходного напряжения, т.е. перерегулирования, приводящего к увеличению длительности переходного процесса. Исключить или существенно уменьшить перерегулирование можно за счет прерывания процесса интегрирования в случае выхода интеграла сигнала рассогласования за границы зоны его изменений в динамических режимах работы ИСН, не приводящих к прерыванию модуляции. Поэтому в схеме (фиг.9) для улучшения качества выходного напряжения в динамических режимах работы, связанных со значительными возмущающими воздействиями, приводящими к прерыванию процесса широтно-импульсной модуляции, использован интегратор 23 с ограниченным диапазоном изменения интеграла сигнала рассогласования (t). Такой интегратор может быть реализован, например, путем шунтирования стабилитронами конденсатора интегратора 14, выполненного на операционном усилителе.

Широтно-импульсный модулятор 26 формирует сигнал управления УЭК 2 (фиг.2) по принципу ШИМ с блокировкой модулятора в момент образования регулируемого фронта импульса.

Для подтверждения реализуемости предлагаемого способа на основе схемы ИСН ПВ (фиг.9) была разработана математическая модель ИСН ПВ в формате PSpise и изготовлен его макет. Макет ИСН ПВ и его математическая модель имеют следующие параметры: U_ВЫХ=100 В, I_ПИ=60 А, R_ПИ=5-15 Ом, L=500 мкГн, С=5000 мкФ, R_С=0.005 Ом, Т=40 мкс. Амплитудное значение U_Л(T) нелинейного опорного напряжения модулятора принято равным 1 В. После чего по (33)-(35) определены К_I, U_Л(t_K), К_P, а К_O<<1/Т, где Т – период преобразования. В блоке 23 предусмотрено прерывание процесса интегрирования в случае выхода интеграла сигнала рассогласования за границы зоны его изменений в динамических режимах работы ИСН, не приводящих к прерыванию модуляции.

Проведенные исследования переходных и установившихся процессов в макете ИСН и его математической модели показали работоспособность ИСН с заявленным управлением и решение поставленных задач.

На фиг.10 а,б приведены временные диаграммы токов нагрузки I_H и дросселя I_L и напряжения U_ВЫХ на выходе ИСН полученные при использовании математической модели ИСН ПВ. Временные диаграммы получены для двух значений коэффициента К_P

К_P=0.1 С К_I/(2 R_C C +T),

К_P=0.8 С К_I/(2 R_C C+T).

Из анализа временных диаграмм видно, что при К_P=0.1 С K_I/(2 R_C C+T), (фиг.10а) длительность переходных процессов, вызванных коммутацией активной нагрузки, составляет (2-4)Т, а при К_P=0.8 С К_I/(2 R_C C+Т), (фиг.10б) длительность переходных процессов возрастает и появляются колебания коэффициента заполнения импульсов управления относительно их установившегося значения. Это подтверждает необходимость ограничения величины коэффициента К_P на уровне, определяемом (35). При вариации параметров ИСН, входящих в выражение (33) с одновременным изменением К_P согласно (35), длительность переходных процессов, выраженная в периодах Г, сохраняется.

На фиг.11а,б приведены временные диаграммы токов нагрузки I_H и дросселя i_l и напряжения U_ВЫХ на выходе ИСН, полученные при коммутации активно-емкостной нагрузки при использовании в качестве интегратора 23 интегратора без прерывания процесса интегрирования (фиг.11а) и при использовании в качестве интегратора 23 интегратора с прерыванием процесса интегрирования (фиг.11б). Из сравнения переходных процессов в ИСН ПВ (фиг.11а и 11б) видно, что прерывание процесса интегрирования сигнала рассогласования значительно сокращает время переходных процессов, связанных с прерыванием ШИМ.

При вариации величины тока первичного источника в пределах ±30% относительно величины тока, принятого при расчете К_I, характер и длительность переходных процессов практически не изменяется. Поэтому, если при работе первичного источника его ток изменяется не более чем на ±30%, коэффициенты K_I и К_P могут быть заданы фиксированными. В случае, если ток ПИ изменяется более чем на ±30%, для сохранения качества выходного напряжения необходимо изменять коэффициенты K_I и К_P в соответствии с изменением тока ПИ.

ЛИТЕРАТУРА

1. А.с. №1403037 СССР, кл. G 05 F 1/56. Способ стабилизации выходного напряжения импульсного стабилизатора / В.И.Иванчура, А.В.Манаков, Ю.В.Краснобаев, Б.П.Соустин. – Опубл. 15.06.88, Бюл. №22.

2. А.с. №1616375 СССР, кл. G 05 F 1/613. Стабилизирующий источник напряжения постоянного тока / А.П.Макаров. – Опубл. 05.01.89.

3. Патент №2025764 РФ, кл. G 05 F 1/56. Способ управления импульсным стабилизатором / В.И.Иванчура, А.В.Манаков, Ю.В.Краснобаев, Б.П.Соустин. – Опубл. 30.12.94, Бюл. №24.

5. Цыпкин Я.З. Теория линейных импульсных систем. – М.: Физматгиз, 1963. – 968 с.

Формула изобретения

Способ управления импульсным стабилизатором напряжения, выполненным в виде дросселя с индуктивностью L и диода, включенных последовательно между входом и выходом стабилизатора, управляемого электрического ключа, включенного между общим проводом стабилизатора и точкой соединения дросселя и диода, конденсатора с емкостью С, включенного между выходом и общим проводом стабилизатора, и подключенным к первичному источнику, обладающему свойствами источника тока, заключающийся в том, что измеряют напряжение U_вых на выходе стабилизатора и ток I_С конденсатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент К_р, интегрируют второй сигнал, при этом ограничивая путем прерывания интегрирования диапазон изменения интеграла по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции, получают третий сигнал, умножая значение тока I_С конденсатора на коэффициент K₁, формируют результирующий сигнал, суммируя пятый сигнал и интеграл второго сигнала, сигналом управления формируют импульсы управления управляемым электрическим ключом по принципу широтно-импульсной модуляции с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса, отличающийся тем что получают пятый сигнал, интегрируя четвертый сигнал, вычисляемый путем вычитания из третьего сигнала самого пятого сигнала, взятого с коэффициентом К₀<1=2U_Л(T)/(I_ПИ Т), где U_Л(T) – амплитудное значение нелинейного опорного напряжения модулятора, I_ПИ – величина тока первичного источника, К_р<<2СК₁/(2R_СC+Т), где R_С – внутреннее активное сопротивление конденсатора, а нелинейное опорное напряжение модулятора U_Л(t_К)=K₁I_ПИ t²_К/(2Т), где mТК (m+1)Т.