Патент на изобретение №2172002

(54) АКУСТИЧЕСКИЙ ПЕРЕДАТЧИК СИСТЕМ АКУСТИЧЕСКОГО И РАДИОАКУСТИЧЕСКОГО ЗОНДИРОВАНИЯ

(57) Реферат:

Изобретение относится к метеорологической технике высотного зондирования атмосферы, а именно к устройствам для определения основных метеовеличин в пограничном слое атмосферы, и может быть использовано в аппаратуре акустического и радиоакустического зондирования. В акустическом передатчике систем акустического и радиоакустического зондирования, содержащем электроакустический преобразователь и возбудитель тока в нем, возбудитель тока в форме пакетов синусоидальных колебаний вида I₀sin(2F+) выполнен по схеме автономного резонансного инвертора с внешним управлением от стабилизированного импульсного генератора с выходной частотой F, инвертор подключен к регулируемому источнику постоянного тока и снабжен элементами регулировки частоты собственных колебаний около частоты F тока в нагрузке. Достигаемым техническим результатом является создание экономического акустического передатчика. 2 ил., 1 табл.

Изобретение относится к метеорологической технике высотного зондирования атмосферы, а именно к устройствам для определения основных метеовеличин в пограничном слое атмосферы, и может быть использовано в аппаратуре акустического и радиоакустического зондирования (АЗ и РАЗ).

В таблице приведены основные параметры типичных акустических передатчиков для высотного атмосферного зондирования акустическим и радиоакустическим методом.

В системах акустического зондирования, перечисленных в таблице (NN 1, 4), использованы фазированные антенные решетки (ФАР) с электрически управляемым направлением луча. Акустический передатчик выполняется по схеме ФАР пассивного типа: задающий генератор, предусилитель, разветвление линии передачи на N каналов, затем в каждом канале фазовращатель, усилитель мощности и электроакустический преобразователь. Такой акустический передатчик обладает специфическим недостатком – усилители мощности должны быть регулируемыми: для сканирования луча необходимо изменять уровень сигнала, подаваемого на вход усилителя мощности или варьировать его коэффициентом усиления.

В системах радиоакустического зондирования, перечисленных в таблице (NN 5-10), сканирование акустическим лучом не производится, акустические сигналы посылаются вертикально вверх. Поэтому акустические синфазные решетки использованы только для концентрации акустической энергии с целью достижения больших высот зондирования. В этих системах применяют акустический передатчик двух видов: 1) один мощный возбудитель, состоящий из задающего генератора, нескольких каскадов усиления и усилителя мощности, разветвление линии передачи на N каналов, затем в каждом канале электроакустический преобразователь; 2) задающий генератор, предусилитель, разветвление линии передачи на N каналов, затем в каждом канале усилитель мощности и электроакустический преобразователь. В первой схеме усилитель мощности сложно согласовать при параллельном подключении большого числа электроакустических преобразователей. Во второй схеме предъявляются жесткие требования к идентичности и стабильности характеристики усилителей мощности в заданном частотном диапазоне.

и периодам Т) от формирователя команд, управляющего с помощью таких же импульсов антенным переключателем и приемником. Несущая частота акустических посылок F=1850 Гц, длительность импульса = 0,1 с, период следования импульсов Т = 3,2 с. Электрическая мощность на входе электроакустического преобразователя 50 Вт. Высота зондирования не превышает 500 м.

Усилительные каскады передатчика должны удовлетворять следующим требованиям:
1) нестабильность звуковой частоты не хуже 10^-4;
2) должны быть широкополосными, чтобы пропускать звуковые импульсы с огибающей, близкой к прямоугольной форме, на вход электроакустического преобразователя;
3) должны иметь низкий уровень нелинейных искажений сигнала, поступающего на вход электроакустического преобразователя: при нелинейных искажениях последний излучает не только несущую частоту, но и ее гармоники, перегружается и бесполезно расходует энергию, поскольку приемник не принимает гармонических составляющих эхо-сигнала; высшие гармоники вызывают подмагничивание звуковой катушки, что приводит к дополнительным потерям в ней и уменьшению амплитуды ее колебаний (падению коэффициента преобразования электрической мощности в акустическую);
4) должны иметь стабильные во времени частотные и фазовые характеристики.

Частотная, фазовая и переходная характеристики электронных усилительных устройств однозначно связаны между собой [2. Цыкина А.В. Электронные усилители. М.: Радио и связь, 1982. 288 с.].

Устройство-прототип обладает следующими недостатками:
1. Необходимо увеличение мощности акустических посылок, создаваемых акустическим передатчиком, так как прототип не обеспечивает зондирования в слоях атмосферы выше 500 м.

2. В составе акустической фазированной антенной решетки с качанием луча прототип требует применения отдельного независимого функционального узла – фазовращателя.

3. Поскольку требуется высокая стабильность частоты, нельзя обойтись одним мощным каскадом генерации и усиления (мощным автогенератором), а потому используются задающий генератор+предварительный усилитель+усилитель мощности, т.е. не менее трех-четырех усилительных каскадов.

4. Усилитель создает шумы в паузах между зондирующими посылками, тем большие, чем больше коэффициент усиления. В моностатическом содаре необходимо отключение выхода усилителя мощности от электроакустического преобразователя в этих паузах.

5. Приемо-передающий тракт содара с усилителем мощности может самовозбуждаться из-за наличия акустической обратной связи при конечной величине развязки антенного коммутатора. Акустическая обратная связь звукового передатчика и приемника рассмотрена в монографии [3. Анерт В., Райхардт В. Основы техники звукоусиления. М.: Радио и связь, 1984, 320 с. Пер. с нем. W. Ahnert, W. Reichardt Crundlagen der Beschallungstechnik. Veb Verlag Technik, Berlin, 1981].

6. При цифровом управлении частотой и фазой излучаемого сигнала необходим цифро-аналоговый преобразователь на входе усилителя мощности.

В основу изобретения поставлена задача создания экономичного акустического передатчика систем АЗ и РАЗ с возможностью подключения к цифровому формирователю частоты и фазы, исключающего самовозбуждение приемо-передающего тракта содара по цепям акустической обратной связи и необходимость отключения выхода усилителя мощности от электроакустического преобразователя на интервалах времени приема эхосигналов.

Такой технический результат достигается тем, что в акустическом передатчике систем АЗ и РАЗ, содержащем электроакустический преобразователь и возбудитель тока в нем, возбудитель тока в форме пакетов синусоидальных колебаний вида I_osin(2F+) выполнен по схеме автономного резонансного инвертора с внешним управлением от стабилизированного импульсного генератора с выходной частотой F, инвертор подключен к регулируемому источнику постоянного тока и снабжен элементом регулировки частоты собственных колебаний около частоты F тока в нагрузке.

До настоящего времени инверторы не применялись в акустических передатчиках систем АЗ и РАЗ. Известные области практического применения автономных инверторов перечислены на с. 248 монографии [4. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И. М. Преобразовательная техника. Киев: Вища школа. 1983. 431 с.] и относятся к бортсетям, аварийному электроснабжению, регулированию электропровода с частотным управлением, электротранспорту, работающему от контактных сетей, трансформаторам постоянного тока, энергоснабжению с нестандартной частотой или от отводов магистрали постоянного тока, преобразованию постоянного тока в переменный спецназначения (в МГД-генераторах, топливных элементах, термо- и фотоэлементах).

В связи с традиционными областями применения к автономным инверторам предъявляются следующие требования [4, с. 248-249]:
1) максимальный КПД;
2) минимальная установленная мощность узлов и элементов;
3) возможность широкого регулирования выходного напряжения;
4) стабильность выходного напряжения при изменении нагрузки и входного напряжения;
5) обеспечение синусоидальной или близкой к таковой формы выходного напряжения;
6) возможность регулирования в некоторых пределах выходной частоты;
7) отсутствие срывов инвертирования при перегрузках;
8) возможность работы в режиме холостого хода;
9) обеспечение максимальной надежности и устойчивости.

Устройства, удовлетворяющие перечисленным требованиям, пригодны для использования в составе возбудителя акустического передатчика систем АЗ и РАЗ.

На фиг. 1 приведена структурная схема предложенного акустического передатчика. На фиг. 2 дана принципиальная схема примера конкретного исполнителя инвертора.

Схема акустического передатчика (фиг. 1) включает электроакустический преобразователь 1 и возбудитель 2. Возбудитель 2 состоит из инвертора 3, схемы запуска 4, блока питания 5 и управляемого выпрямителя 6, подсоединенного к инвертору 3 в точках 7 (+) и 8 (-), причем блок питания 5 и управляемый выпрямитель 6 подключены к сети (на фиг. 1 трехфазный). Схема запуска 4 подсоединена к инвертору 3 линиями связи в точках 9, 10, 11, 12. Электроакустический преобразователь 1 подсоединен к инвертору 3 линиями связи в точках 13, 14.

Инвертор 3 (фиг.2) выполнен на основе схемы полумостового тиристорного инвертора с разделенным коммутирующим конденсатором, показанной на рис. 5.19в [4] , и включает два управляемых вентиля 15, 16. Вентили 15, 16 могут быть выполнены, например, на однонаправленных однооперационных тиристорах. На фиг. 2 показаны тиристоры 15, 16. Управляющий электрод и катод тиристора 15 присоединены к точкам 9, 10, управляющий электрод и катод тиристора 16 присоединены к точкам 11, 12 соответственно.

Тиристоры 15, 16 включены последовательно с коммутирующими дросселями 17, 18, причем первый конец дросселя 17 подключен к катоду тиристора 15, первый конец дросселя 18 – к аноду тиристора 16. Анод тиристора 15 подключен к точке 7 (+), катод тиристора 16 – к точке 8 (-). К точке 13 подсоединены вторые концы дросселей 17, 18, средняя точка двухполюсного выключателя 19 и первый вывод полосового фильтра 20. Первый контакт выключателя 19 подсоединен к точке 21 отвода обмотки дросселя 17, второй контакт – к точке 22 отвода обмотки дросселя 18.

Полосовой фильтр 20 включает параллельный резонансный контур из индуктивности 23 и емкости 24, один конец которых подсоединен к точке 13, другой – к точке 14. Полосовой фильтр 20 включает также последовательный резонансный контур из индуктивности 25 и емкости 26, причем один конец последовательного контура 25-26 подсоединен к точке 14, другой конец контура 25-26 (второй вывод фильтра 20) – к точке 27. Резонансная частота контура 23-24 с учетом реактивности преобразователя 1 и контура 25-26 равна F.

К точке 27 подсоединены также первые обкладки основных коммутирующих конденсаторов 28, 29 и первый контакт выключателя 30. Первые обкладки дополнительных коммутирующих конденсаторов 31, 32 подсоединены ко второму контакту выключателя 30. Вторые обкладки конденсаторов 28, 31 подключены к точке 7 (+), вторые обкладки конденсаторов 29, 32 подключены к точке 8 (-).

Дроссели 17, 18 идентичны. Конденсаторы 28 и 29, 31 и 32 попарно идентичны. Индуктивность L дросселя 17 или 18 и емкость C/2 конденсатора 28 или 29 выбраны из соотношения

где F – частота собственных колебаний тока в нагрузке 20-1 инвертора, состоящей из полосового фильтра 20 с подключенным к нему электроакустическим преобразователем 1, имеющим резистивную часть входного сопротивления R₁.

Схема запуска 4 (фиг. 1) может быть выполнена, например, на основе стабилизированного импульсного генератора с выходным сигналом типа “меандр” частотой F и двух формирователей импульсов, причем формирователи подключены к прямому и инверсному выходам импульсного генератора. Схема формирователя, работающая по сходному принципу, описана в [5. Розанов Ю.К. Основы силовой электроники. М.: Энергоатомиздат, 1992, 296 с. Рис. 5.5. и комментарий к нему.].

Блок питания 5 (фиг. 1) может быть выполнен, например, по схеме неуправляемого двухполупериодного выпрямителя с понижающим трансформатором – см. схему N 41 [6. Р. Трейстер, Дж. Мейо 44 источника электропитания для любительских электронных устройств. М.: Энергоатомиздат, 1990, 288 с. Пер. с англ. Traister R.J. and Mayo J.L. 44 power supplies for your electronic projects, New York TAB Books Inc., 1987].

Управляемый выпрямитель 6 (фиг. 1) может быть выполнен, например, по трехфазной схеме управляемого выпрямителя, привееднной на рис. 24 [7. Шидловский А. К. , Козлов А.В., Комаров Н.С., Москаленко Г.А. Транзисторные преобразователи с улучшенной электромагнитной совместимостью. Киев: Наукова думка, 1993, 271 с.].

Предложенное устройство работает следующим образом. После подачи сетевого напряжения на управляемый выпрямитель 6 (фиг. 1) с его выхода поступает постоянное напряжение U₀ в точки 7 (+) и 8 (-) инвертора 3. Основные коммутирующие конденсаторы 28, 29 (фиг. 2) заряжаются до напряжения U₀/2.

При подаче сетевого напряжения на блок питания 5 (фиг. 1) с его выхода на вход схемы запуска 4 поступает постоянное напряжение. Схема запуска 4 вырабатывает две последовательности запускающих импульсов длительностью с частотой F, сдвинутых на полпериода относительно друг друга. Последовательности импульсов, обозначенные на фиг. 2 как u₁, u₂, поступают по линиям связи в точки 9 – 10 и 11 – 12 инвертора 3. Рассмотрим действие отдельных запускающих импульсов.

1. В момент времени t₀ передний фронт запускающего импульса из последовательности ₁, поданного в точки 9, 10, отпирает тиристор 15. В цепи контура, включающего дроссель 17 и конденсаторы 28, 29, начинается колебательный процесс: конденсатор 28 разряжается через тиристор 15, дроссель 17 и нагрузку 20-1; конденсатор 29 заряжается от источника 7-8 через тиристор 15, дроссель 17 и нагрузку 20-1.

Обозначим i₁, i=i₁+i₂, i₂ – токи, текущие через конденсаторы 28, 29 и по цепи, состоящей из дросселя 17 и нагрузки 20-1. Запишем уравнения Кирхгофа, связывающие эти токи. Ниже индексы при индуктивностях L и емкостях C соответствуют номерам позиций на фиг. 2.

Уравнение (2) перепишем в виде

С учетом равенства C₂₈+C₂₉=C/2 первое слагаемое в (3) заменим на удвоенную левую часть уравнения (1). Получим

Решение уравнения (4) известно – см. [5, с. 142] и в принятых обозначениях имеет вид

где U₂₉(t₀)=U₀/2 – напряжение на конденсаторе 29 в момент t₀;

Примем условное направление 13 —> 27 (от точки 13 к точке 27) тока i₂ в нагрузке 20-1. Из уравнения (5) видно, что ток i₂ изменяется по синусоидальному закону, сначала нарастает, а затем падает до нуля. Конденсатор 28 разряжается, конденсатор 29 заряжается до напряжения U₀. В момент времени t₁=t₀+T/2 ток i₂ переходит через нулевое значение, а затем нарастает в обратном направлении и создает на дросселе 17 обратное смещение для тиристора 15. Тиристор 15 запирается. Обратное смещение поддерживается конденсатором 28 в течение времени, необходимого для восстановления запирающих свойств тиристора 15. Для оценки порядков величины временных соотношений заметим, что для тиристора ТЧ-25 время включения составляет 3 мкс, время выключения 7,5 мкс [8. Шопен Л. В. Бесконтактные электрические аппараты автоматики. М.: Энергия, 1976, 567 с. См. с. 391]; в радиоакустическом и акустическом зондировании период T = 0,2 – 1 мс.

2. В момент времени t₁=t₀+T/2 передний фронт запускающего импульса из последовательности u₂, поданного в точки 11, 12, отпирает тиристор 16. В цепи контура, включающего дроссель 18 и конденсаторы 28, 29, начинается колебательный процесс: конденсатор 28 заряжается от источника 7 – 8 через нагрузку 20 – 1, дроссель 18, тиристор 16; конденсатор 29 разряжается через нагрузку 20 – 1, дроссель 18, тиристор 16.

Обозначим i=i₃ + i₄, i₃, i₄ – токи, текущие через конденсаторы 28, 29 и по цепи, состоящей из дросселя 17 и нагрузки 20 – 1. Запишем уравнения Кирхгофа, связывающие эти токи.

По аналогии с предыдущим получаем

где U₂₈(t₁)=0 – напряжение на конденсаторе 28 в момент t₁;

Сравнивая уравнения (5) и (9), с учетом принятого направления токов при t₀ получаем направление 27 —> 13 тока i₄ в нагрузке 20 – 1, т.е. противоположное направлению тока i₂ в первом полупериоде. Ток i₄ изменяется по синусоидальному закону, сначала нарастает в обратном направлении, а затем уменьшается до нуля. Конденсатор 28 заряжается до напряжения U₀, конденсатор 29 разряжается до нуля. В момент времени t₂= t₀+T/2 ток i₄ переходит через нулевое значение, а затем нарастает в обратном направлении и создает на дросселе 18 обратное смещение для тиристора 16. Тиристор 16 запирается. Обратное смещение поддерживается конденсатором 29 в течение времени, необходимого для восстановления запирающих свойств тиристоров 16.

3. В момент времени t₂ = t₁+T/2 в схеме на фиг. 2 начинают происходить процессы, описанные в п. 1 с той лишь разницей, что U₂₈=U₀, U₂₉=0. Ток в нагрузке найдем из уравнения (5), где сделаем замену U₂₉(t₀) —> U₂₉(t₂)=0.

Пункты 2, 3 повторяются на интервале времени излучения пакета (цуга) акустических волн. Амплитуды токов в нагрузке 20-1 одинаковы в первом и втором полупериодах колебаний – ср. первые сомножители в (9), (11). Экспоненциальный множитель в этих выражениях также одинаков и характеризует нелинейные искажения, которые оказываются небольшими: в максимуме синусоиды, этот множитель равен Q 15 – 20 для частот зондирования F =1-5 кГц. Вследствие равенства индуктивности L₁₇=L₁₈ частоты F и добротности Q в соотношениях (6), (10) одинаковы. Таким образом ток в нагрузке 20-1 имеет синусоидальную форму с частотой F. Режим работы инвертора, в котором частота собственных колебаний тока нагрузки совпадает с частотой запускающих импульсов, называется граничным [4, c. 275].

Предложенная схема позволяет осуществлять регулировку фазы тока в нагрузке без изменений частоты F выходных колебаний, что ранее не использовалось в инверторных схемах. Регулировка фазы достигается с помощью выключателей 19, 30. При замыкании выключателя 19 уменьшается индуктивность колебательного контура инвертора, что приводит к возрастанию резонансной частоты инвертора и опережению фазы тока в нагрузке 20-1. Режим работы инвертора, в котором частота собственных колебаний тока нагрузки превышает частоту запускающих импульсов, известен как режим естественного выключения тиристоров [4, c. 275] . В этом режиме ток в цепи отпертого тиристора прекращается раньше, чем приходит новый запускающий импульс. Поэтому на интервале времени между моментом нуля тока и моментом прихода очередного запускающего импульса ток в цепи нагрузки отсутствует.

При замыкании выключателя 30 (выключатель 19 разомкнут) увеличивается емкость колебательного контура инвертора, соответственно реализуется запаздывание фазы тока в нагрузке.

Режим работы инвертора, в котором частота собственных колебаний тока нагрузки F_н меньше частоты F запускающих импульсов (F_н = F – F), называется режимом принудительной коммутации [4, с. 275]. В этом режиме в момент t₁ прихода запускающего импульса последовательности u₂ ток i₂ в цепи отпертого тиристора 15 не достигает нуля и определяется формулой (5), где t=1/(2F_н), = ₁,

C₁/2 – емкость конденсатора 31 и 32.

На конденсаторах 28, 31 еще осталась разность потенциалов U, конденсаторы 29, 32 заряжены до напряжения U₀ – U. В момент отпирания тиристора 16 потенциалы точек 13 и 8 (-) выравниваются. Поскольку в точке 27 имеется напряжение +(U₀– U), в нагрузке 20-1 возникает ток i_4н = i₄ + i в направлении 27 —> 13, который расходится в две ветви – ток i через дроссель 17, тиристор 15, конденсаторы 28, 31, ток ₄ через дроссель 18, тиристор 16, конденсаторы 29, 32. Направление тока i на дросселе 17 противоположно направлению тока i₂, компенсирует его и создает обратное смещение на тиристоре 15, которое поддерживается конденсаторами 28, 31 в течение времени восстановления запирающих свойств тиристора 15. После запирания тиристора 15 процесс протекает в соответствии с п. 2. Ток i₄ определяется формулой (9), где U₂₈(t₁) = U, = ₁.
В момент t₂ прихода запускающего импульса последовательности u₁ ток i₄ в цепи отпертого тиристора 16 не достигает нуля. На конденсаторах 29, 32 еще осталась разность потенциалов U, конденсаторы 28, 31 заряжены до напряжения U₀ – U. В момент отпирания тиристора 15 потенциалы точек 13 и 7 (+) выравнивается. Поскольку в точке 27 имеется напряжение + U, в нагрузке 20-1 возникает ток i_2н = i₂ + i в направлении 13 —> 27, который является суммой двух токов – тока i₂ через конденсаторы 28, 31, тиристор 15, дроссель 17 и тока i через конденсаторы 29, 32, тиристор 16, дроссель 18. Направление тока i через дроссель 18 противоположно направлению тока i₄, компенсирует его и создает обратное смещение на тиристоре 16, которое поддерживается конденсаторами 29, 32 в течение времени восстановления запирающих свойств тиристора 16. После запирания тиристора 16 процесс протекает в соответствии с п. 3. В формулу (11) для тока i₂ подставим U₂₉(t₂)= U.

Подобные переключения, вызывающие изменение величины индуктивности или емкости резонансного контура инвертора, можно осуществлять с помощью цифрового управляющего устройства.

Оценим пределы регулирования фазы тока с помощью выключателей 19, 30. Если допустить, что величина F равна расстройке резонансного контура тока нагрузки 20-1 на уровне 0,5 максимальной мощности, то значение F можно найти из соотношения F = QF/2. Величину индуктивности L – L дросселей 17, 18 при замкнутых контактах выключателя 19 найдем из равенства

Величину емкости C₁/2 конденсаторов 31 или 32 при замкнутых контактах выключателя 30 найдем из равенства

Возможные при замыкании выключателей 19, 30 нелинейные искажения формы тока в электроакустическом преобразователе 1, а также нелинейность формы тока за счет экспоненциального множителя устраняются с помощью полосового фильтра 20, работа которого описана, например, в [4].

Для использования предложенного акустического передатчика в качестве элемента фазированной антенной решетки необходимо регулировать выходную акустическую мощность, чтобы создать требуемое амплитудное распределение в апертуре решетки. Регулировку выходной мощности в предложенном передатчике осуществляют регулировкой напряжения U₀ на выходе управляемого выпрямителя 6 (фиг. 1).

Таким образом предложенное устройство удовлетворяет требованиям, сформулированным выше для акустических передатчиков, позволяет исключить недостатки прототипа и обеспечивает достижение поставленной цели благодаря существенным признакам в отличительной части формулы изобретения. Предложенная схема инвертора осуществляет новую функцию, ранее не использованную, – регулировку фазы тока в нагрузке без изменения частоты выходных колебаний путем изменения резонансной частоты инвертора. Предложенный передатчик экономичнее прототипа, так как инвертор имеет предельный КПД до 95% [9. Модель З.И. Радиопередающие устройства. М.: Сов. радио, 1971, 129 с. См. с. 28.], в то время как усилитель мощности в режиме А имеет предельный КПД до 50%, а в режиме B – до 80% – см. с. 158 [10. Цыкин Г.С. Усилительные устройства. М.: Связь, 1971, 367 с.].

Формула изобретения

Акустический передатчик систем акустического и радиоакустического зондирования, содержащий электроакустический преобразователь и возбудитель, отличающийся тем, что возбудитель состоит из инвертора, схемы запуска, выполненной на основе стабилизированного генератора импульсов с частотой F, блока питания и управляемого выпрямителя, подсоединенного к инвертору, причем блок питания и управляемый выпрямитель подключены к сети для подачи сетевого напряжения, с выхода блока питания на вход схемы запуска поступает постоянное напряжение, схема запуска подсоединена к инвертору, электроакустический преобразователь подсоединен к инвертору, инвертор выполнен на основе схемы полумостового тиристорного инвертора с разделенным коммутирующим конденсатором и снабжен элементами регулировки частоты собственных колебаний около частоты F.

РИСУНКИ

MM4A Досрочное прекращение действия патента Российской Федерации на изобретение из-за неуплаты в установленный срок пошлины за поддержание патента в силе

Дата прекращения действия патента: 23.12.2003

Извещение опубликовано: 10.03.2005 БИ: 07/2005