Патент на изобретение №2382483

(54) АНАЛОГОВЫЙ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЙ

(57) Реферат:

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в устройствах автоматической регулировки усиления, фазовых детекторах и модуляторах, а также в системах фазовой автоподстройки, умножителях частоты или в качестве усилителя, коэффициент передачи по напряжению которого зависит от уровня сигнала управления. Достигаемый технический результат – обеспечение высокой линейности перемножения. Аналоговый перемножитель напряжений содержит два дифференциальных каскада, два управляемых источника опорного тока, преобразователь «управляющее напряжение-ток», два двухполюсника нагрузки и дополнительный выходной дифференциальный усилитель. 1 з.п. ф-лы, 6 ил.

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в устройствах автоматической регулировки усиления, фазовых детекторах и модуляторах, а также в системах фазовой автоподстройки и умножения частоты или в качестве усилителя, коэффициент передачи по напряжению которого зависит от уровня сигнала управления. Аналоговый перемножитель является базовым узлом современных систем приема и обработки сигналов ВЧ и СВЧ-диапазонов, аналоговой вычислительной и измерительной техники.

В настоящее время в аналоговой микросхемотехнике в составе перемножителей двух напряжений, систем электронной регулировки усиления широкое применение находит так называемая перемножающаяся ячейка Джильберта (фиг.1). Такая структура стала основой построения практически всех известных в настоящее время прецизионных аналоговых перемножителей сигналов на основе дифференциальных каскадов [1-36]. В этой связи задача улучшения параметров этого функционального узла относится к числу достаточно актуальных задач современной микроэлектроники.

В цифровых интегральных микросхемах результатом увеличения скорости обработки информации стали тенденции постоянного уменьшения напряжения питания, что является «анафемой» в аналоговом проектировании с высокими характеристиками. При технологических нормах 350 нм (напряжение питания 3.3 В) по прежнему достаточно схемотехнических возможностей для аналоговых проектирований с высокими характеристиками, хотя наличие 5 В питания было бы предпочтительнее. При нормах 180 нм (1.8 В) процесс усложняется и статические характеристики аналоговых устройств страдают. При 90÷130 нм технологии необходимо развитие новых подходов к проектированию микросхем, ориентированных на обеспечение работоспособности при низковольтном питании.

В рамках собственных программ развития ряд ведущих микроэлектронных фирм, в т.ч. российских, начинают использовать технологическое оборудование для 0,25 мкм SiGe-технологии SGB25VD, способное в рамках единого цикла изготовить высококачественные гетеропереходы. Это позволяет реализовать субмикронные транзисторы Х диапазона, а также использовать экономичные режимы для СВЧ интегральных схем относительно высокого уровня интеграции. Однако технология SGB25VD накладывает дополнительные и существенные для схемотехники аналоговых микросхем ограничения, выражающиеся в невозможности использования комплементарных транзисторов и относительно низковольтных режимов их работы (U_кэ.maxmах=2,9÷3,0 В). Создание IP блоков для SiGe технологии SGB25VD является (наряду с ее освоением) важнейшей задачей для зарубежных и отечественных центров проектирования аналоговых микросхем.

Существуют схемотехнические методы, позволяющие использовать однотипные n-р-n транзисторы с относительно низким напряжением их питания в структуре не только различных узлов и устройств, но и СФ блоков систем на кристалле. Этот важнейший для указанной проблемы теоретический результат позволяет в перспективе расширить область практического использования SGB25VD SiGe технологии и, следовательно, повысить технико-экономические показатели микроэлектронных изделий. Так, например, создание специальной под указанную технологию схемотехники аналоговых перемножителей позволит не только повысить качественные показатели СВЧ-фильтров, квадратурных модуляторов и демодуляторов и других устройств нового поколения, образующих СФ блоки СВЧ РЭА специального назначения, так и создать принципиально новую номенклатуру ИС более широкого функционального применения.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является аналоговый перемножитель напряжений (АПМ, фиг.1), рассмотренный в патенте США 4458211 (фиг.5), содержащий первый дифференциальный каскад 1, имеющий первый 2 и второй 3 токовые выходы, первый 4 и второй 5 потенциальные входы и токовый вход 6 в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада 1, второй дифференциальный каскад 7, имеющий первый 8 и второй 9 токовые выходы, первый 10 и второй 11 потенциальные входы и токовый вход 12 в общей эмиттерной цепи второго дифференциального каскада 7, причем второй 5 потенциальный вход первого 1 дифференциального каскада соединен с первым 10 потенциальным входом второго дифференциального каскада 7 и первым входом 13 первого канала перемножения «X», первый 4 потенциальный вход первого дифференциального каскада 1 связан со вторым 11 потенциальным входом второго дифференциального каскада 7 и вторым входом 14 первого канала перемножения «У», первый 15 управляемый источник опорного тока, выход которого соединен с токовым входом 6 в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада 1, второй 16 управляемый источник опорного тока, выход которого соединен с токовым входом 12 в общей эмиттерной цепи второго 7 дифференциального каскада, преобразователь «управляющее напряжение-ток» 17, имеющий управляющий вход 18 и токовый выход 19, первый 20 и второй 21 двухполюсники нагрузки, причем первый двухполюсник нагрузки 20 соединен с первым 2 токовым выходом первого 1 дифференциального каскада 4 и первым 8 токовым выходом второго 7 дифференциального каскада, второй двухполюсник нагрузки 21 соединен со вторым 3 токовым выходом первого 1 дифференциального каскада и вторым 9 токовым выходом второго дифференциального каскада 7.

Существенный недостаток известного перемножителя состоит в том, что он не может быть реализован на n-р-n биполярных транзисторах, обеспечивающих (в сравнении с полевыми транзисторами техпроцесса SGB25VD) более низковольтные режимы активной работы аналоговых устройств и более высокий диапазон рабочих частот. Кроме этого, выходное статическое напряжение известного АПМ оказывается всегда смещенным к шине положительного источника питания, что затрудняет согласование статических режимов АПМ фиг.1 и других аналоговых устройств, подключаемых к его выходу.

Основная цель предлагаемого изобретения состоит в выполнении АПМ только на n-р-n биполярных транзисторах техпроцесса SGB25VD – путем обеспечения высокой линейности перемножения по каналу «У».

Первая дополнительная цель – создание условий для получения выходных напряжений АПМ, смещенных к общей шине источников питания, что позволяет обеспечить эффективное согласование статических режимов АПМ по выходу с его последующим функциональным узлом.

Вторая дополнительная цель – обеспечение работоспособности АПМ при сравнительно низкоомных СВЧ нагрузках (50 Ом), подключаемых к выходам 27 и 29.

Поставленная цель достигается тем, что в АПМ, содержащем первый дифференциальный каскад 1, имеющий первый 2 и второй 3 токовые выходы, первый 4 и второй 5 потенциальные входы и токовый вход 6 в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада 1, второй дифференциальный каскад 7, имеющий первый 8 и второй 9 токовые выходы, первый 10 и второй 11 потенциальные входы и токовый вход 12 в общей эмиттерной цепи второго дифференциального каскада 7, причем второй 5 потенциальный вход первого 1 дифференциального каскада соединен с первым 10 потенциальным входом второго дифференциального каскада 7 и первым входом 13 первого канала перемножения «X», первый 4 потенциальный вход первого дифференциального каскада 1 связан со вторым 11 потенциальным входом второго дифференциального каскада 7 и вторым входом 14 первого канала перемножения «У», первый 15 управляемый источник опорного тока, выход которого соединен с токовым входом 6 в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада 1, второй 16 управляемый источник опорного тока, выход которого соединен с токовым входом 12 в общей эмиттерной цепи второго 7 дифференциального каскада, преобразователь «управляющее напряжение-ток» 17, имеющий управляющий вход 18 и токовый выход 19, первый 20 и второй 21 двухполюсники нагрузки, причем первый двухполюсник нагрузки 20 соединен с первым 2 токовым выходом первого 1 дифференциального каскада 4 и первым 8 токовым выходом второго 7 дифференциального каскада (ДК), второй двухполюсник нагрузки 21 соединен со вторым 3 токовым выходом первого 1 дифференциального каскада и вторым 9 токовым выходом второго дифференциального каскада 7, предусмотрены новые элементы и связи – токовый выход 19 преобразователя «управляющее напряжение-ток» 17 соединен с токовым входом 6 в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада 1, первый 20 и второй 21 двухполюсники нагрузки связаны с первым 22 и вторым 23 входами дополнительного выходного дифференциального усилителя 24, выход 25 для синфазного сигнала которого соединен с управляющими входами 26 и 27 управляемых источников опорного тока 15 и 16.

На фиг.1 показана схема АПМ-прототипа, а на фиг.2 – схема заявляемого АПМ в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На фиг.3 показан преобразователь «управляющее напряжение-ток» 17, который содержит N параллельно включенных транзисторов 30, эмиттеры которых объединены и соединены со вспомогательным источником опорного тока 31 и через масштабирующий резистор 32 связаны с токовым выходом 19 преобразователя «управляющее напряжение-ток» 17.

На фиг.4 показан АПМ фиг.2 для случая, когда дополнительный дифференциальный усилитель 24 реализован на базе транзисторов 33 и 34, резисторах нагрузки 35 и 36 и двухполюснике 37.

На фиг.5 показана зависимость коэффициента усиления по напряжению K_u=u_вых/u_х АПМ фиг.4 в среде компьютерного моделирования PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП “Пульсар» от уровня статического напряжения U_var=U_y на входе «Вх.у» канала «У». Такой режим измерения K_u характеризует применение заявляемого АПМ в качестве управляемого усилителя.

Фиг.6 иллюстрирует «перемножающие» свойства АПМ фиг.4 в диапазоне средних частот. Здесь показана зависимость выходного напряжения АПМ U_вых от входного U_x при разных напряжениях канала «У» U_y=-400 мB÷+400 мВ=var.

Заявляемый АПМ фиг.2 содержит первый дифференциальный каскад 1, имеющий первый 2 и второй 3 токовые выходы, первый 4 и второй 5 потенциальные входы и токовый вход 6 в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада 1, второй дифференциальный каскад 7, имеющий первый 8 и второй 9 токовые выходы, первый 10 и второй 11 потенциальные входы и токовый вход 12 в общей эмиттерной цепи второго дифференциального каскада 7, причем второй 5 потенциальный вход первого 1 дифференциального каскада соединен с первым 10 потенциальным входом второго дифференциального каскада 7 (ДК) и первым входом 13 первого канала перемножения «X», первый 4 потенциальный вход первого дифференциального каскада 1 связан со вторым 11 потенциальным входом второго дифференциального каскада 7 и вторым входом 14 первого канала перемножения «У», первый 15 управляемый источник опорного тока, выход которого соединен с токовым входом 6 в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада 1, второй 16 управляемый источник опорного тока, выход которого соединен с токовым входом 12 в общей эмиттерной цепи второго 7 дифференциального каскада, преобразователь «управляющее напряжение-ток» 17, имеющий управляющий вход 18 и токовый выход 19, первый 20 и второй 21 двухполюсники нагрузки, причем первый двухполюсник нагрузки 20 соединен с первым 2 токовым выходом первого дифференциального каскада 4 и первым 8 токовым выходом второго 7 дифференциального каскада, второй двухполюсник нагрузки 21 соединен со вторым 3 токовым выходом первого 1 дифференциального каскада и вторым 9 токовым выходом второго дифференциального каскада 7. Токовый выход 19 преобразователя «управляющее напряжение-ток» 17 соединен с токовым входом 6 в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада 1, первый 20 и второй 21 двухполюсники нагрузки связаны с первым 22 и вторым 23 входами дополнительного выходного дифференциального усилителя 24, выход 25 для синфазного сигнала которого соединен с управляющими входами 26 и 27 управляемых источников опорного тока 15 и 16.

В схеме фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, преобразователь «управляющее напряжение-ток» 17 содержит N параллельно включенных транзисторов 30, эмиттеры которых объединены и соединены со вспомогательным источником опорного тока 31 и через масштабирующий резистор 32 связаны с токовым выходом 19 преобразователя «управляющее напряжение-ток» 17. В частном случае авторы рекомендуют выбирать N=4, что повышает симметрию регулированной характеристики фиг.5.

Рассмотрим работу АПМ фиг.2.

В статическом режиме ток через масштабирующий резистор 32 равен нулю, так как потенциалы на его выводах одинаковы. Отрицательная обратная связь по синфазному сигналу, которая вводится через дополнительный выходной ДУ 24 и управляемые источники тока 15 и 16 в эмиттерные цепи каскадов 1 и 7, обеспечивает равенство суммы выходных токов каскадов 1 и 7 токам двухполюсников 20 и 21. При нулевых входных токах по входам 23 и 22

где I₂, I₃, I₈, I₉ – статические выходные токи ДК (1) и ДК (7) узлов 2, 3, 8, 9.

Причем статические токи по общим эмиттерным цепям 6 и 12 (I₆, I₁₂) устанавливается одинаковыми

Известно, что для выполнения операции перемножения двух напряжений u_x и u_y в АПН, реализованном на перемножающей ячейке Джильберта на базе первого (1) и второго (7) ДК, необходимо обеспечить противофазное изменение под действием напряжения (u_y) на канале «Y» (вход 18) токов в общих эмиттерных цепях (6) первого ДК (I₆) и второго ДК (I₁₂). В заявляемой схеме АПМ этот эффект реализуется следующим образом.

Если u_y получает положительное приращение, то ток i_R через резистор 32 изменяется

где R₃₂ – сопротивление резистора 32;

i_вых.l9 – выходной ток преобразователя 17.

В первый момент времени все приращение тока i_R поступает в низкоомную эмиттерную цепь первого ДК (1), что создает положительное приращение выходного синфазного напряжения u_c=0,5(u_23.с+u_22.c), а также выходного тока i_25.c по синфазному выходу 25 дополнительного выходного дифференциального усилителя 24 и, следовательно, выходных токов управляемых источников опорного тока 15 и 16.

В результате приращение выходного тока преобразователя 17 i_выx.19=i_R складывается из двух составляющих

где i₆ – ток общей эмиттерной цепи 6;

i₅ – выходной ток управляемого источника тока.

В связи с идентичностью управляемых источников тока 15 и 16 ток общей эмиттерной цепи 12

Таким образом, благодаря введению отрицательной обратной связи по синфазному сигналу в схеме фиг.2 обеспечивается противофазное, причем симметричное управление эмиттерными токами транзисторов первого 1 и второго 7 дифференциальных каскадов – ток общей эмиттерной цепи (токового входа 6) уменьшается, а ток общей эмиттерной цепи 12 увеличивается на 0,5i_R. Данное соотношение токов является одним из необходимых условий для перемножения напряжений u_x и u_y.

При этом следует заметить, что допустимый линейный диапазон изменения напряжения u_y по каналу «У» определяется в общем случае произведением

где I₃₁ – ток двухполюсника 31 преобразователя 17 (фиг.4);

R₃₂ – сопротивление резистора 32 (фиг.4).

Что касается диапазона линейной работы АПМ фиг.2 (фиг.4) по каналу «X», то он, также как и в АПМ-прототипе, достаточно мал (10-50 мВ). Это позволяет использовать АПМ фиг.2 (фиг.4) в качестве смесителя двух сигналов u_x и u_y. Для повышения диапазона перемножения по каналу «X» следует использовать традиционный схемотехнический прием – включение по входу «X» логарифмических диодов.

За счет введения в схему выходного дифференциального усилителя 24 в АПМ фиг.4 реализуются достаточно высокие коэффициенты усиления по напряжению K_u при низкоомной нагрузке (R_н=50 Ом).

Замечательная особенность схемы фиг.2 (фиг.4) – возможность получения выходного статического синфазного напряжения на выходах 27 и 29 (U_вых.с), близкого к нулю. Это упрощает согласование АПМ с другими функциональными узлами, подключенными к его выходам 27 и 29. В частном случае, за счет введения в эмиттеры транзисторов 33 и 34 вспомогательных р-n переходов можно практически всегда получить U_вых.с0.

Представленные на фиг.5 и 6 зависимости подтверждают, что заявляемое устройство выполняет функции перемножителя напряжений. Однако в отличие от АПМ-прототипа предлагаемая схема может быть реализована только на однотипных n-р-n транзисторах (фиг.4), что положительно влияет на частотный диапазон АПМ и его характеристики как смесителя сигналов.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент GB 2.318.470, H03F 3/45.

2. Патент ЕР 1.369.992.

3. Патент США 5.874.857.

4. Патент США 6.456.142, фиг.8.

5. Патент США 3.931.5 83, фиг.9.

6. Патентная заявка США 2007/0139114, фиг.1.

7. Патентная заявка США 2005/0073362, фиг.1.

8. Патент США 5.057.787.

9. Патентная заявка WO 2004/041298.

10. Патент США 5.389.840, фиг.1А.

11. Патент США 5.883.539, фиг.1.

12. Патентная заявка США 2005/0052239.

13. Патент США 5.151.625, фиг.1.

14. Патент США 4.458.211, фиг.5.

15. Патентная заявка США 2005/0030096, фиг.6.

16. Патентная заявка США 2007/0090876.

17. Патент США 6.727.755.

18. Патент США 5.552.734, фиг.13, фиг.16.

19. Патентная заявка США 2006/0232334.

20. Патент США 5.767.727.

21. Патент США 6.229.395, фиг.2.

22. Патент США 5.115.409.

23. Патентная заявка США 2005/0231283, фиг.1.

24. Патентная заявка США 2006/0066362, фиг.15.

25. Патент США 5.151.624, фиг.1, фиг.2.

26. Патент США 5.329.189, фиг.2.

27. Патент США 4.704.738.

28. Патент США 4.480.337.

29. Патент США 5.825.231.

30. Патент США 6.211.718, фиг.1, фиг.2.

31. Патент США 5.151.624.

32. Патент США 5.329.189.

33. Патент США 5.331.289.

34. Патент GB 2.323.728.

35. Патентная заявка США 2008/0122540, фиг.1.

36. Патент США 4.965.528.

Формула изобретения

1. Аналоговый перемножитель напряжений, содержащий первый дифференциальный каскад (1), имеющий первый (2) и второй (3) токовые выходы, первый (4) и второй (5) потенциальные входы и токовый вход (6) в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада (1), второй дифференциальный каскад (7), имеющий первый (8) и второй (9) токовые выходы, первый (10) и второй (11) потенциальные входы и токовый вход (12) в общей эмиттерной цепи второго дифференциального каскада (7), причем второй (5) потенциальный вход первого (1) дифференциального каскада соединен с первым (10) потенциальным входом второго дифференциального каскада (7) и первым входом (13) первого канала перемножения «X», первый (4) потенциальный вход первого дифференциального каскада (1) связан со вторым (11) потенциальным входом второго дифференциального каскада (7) и вторым входом (14) первого канала перемножения «Y», первый (15) управляемый источник опорного тока, выход которого соединен с токовым входом (6) в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада (1), второй (16) управляемый источник опорного тока, выход которого соединен с токовым входом (12) в общей эмиттерной цепи второго (7) дифференциального каскада, преобразователь «управляющее напряжение – ток» (17), имеющий управляющий вход (18) и токовый выход (19), первый (20) и второй (21) двухполюсники нагрузки, причем первый двухполюсник нагрузки (20) соединен с первым (2) токовым выходом первого (1) дифференциального каскада (4) и первым (8) токовым выходом второго (7) дифференциального каскада, второй двухполюсник нагрузки (21) соединен со вторым (3) токовым выходом первого (1) дифференциального каскада и вторым (9) токовым выходом второго дифференциального каскада (7), отличающийся тем, что токовый выход (19) преобразователя «управляющее напряжение – ток» (17) соединен с токовым входом (6) в общей эмиттерной цепи первого дифференциального каскада (1), первый (20) и второй (21) двухполюсники нагрузки связаны с первым (22) и вторым (23) входами дополнительного выходного дифференциального усилителя (24), выход (25) для синфазного сигнала которого соединен с управляющими входами (26) и (27) управляемых источников опорного тока (15) и (16).

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что преобразователь «управляющее напряжение – ток» (17) содержит N параллельно включенных транзисторов (30), эмиттеры которых объединены и соединены со вспомогательным источником опорного тока (31) и через масштабирующий резистор (32) связаны с токовым выходом (19) преобразователя «управляющее напряжение – ток» (17).

РИСУНКИ