Патент на изобретение №2350025

(54) СПОСОБ ПРИЕМА МНОГОКОМПОНЕНТНОГО СИГНАЛА В СИСТЕМЕ РАДИОСВЯЗИ С N КАНАЛАМИ ПЕРЕДАЧИ И М КАНАЛАМИ ПРИЕМА (ВАРИАНТЫ) И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ (ВАРИАНТЫ)

(57) Реферат:

Группа изобретений относится к области радиотехники и может быть использована в системе связи с многомерными сигналами, такой как система связи MIMO, построенной по принципу пространственного мультиплексирования. Достигаемый технический результат – повышение помехоустойчивости приема многокомпонентного сигнала, как в системе радиосвязи без кодирования, так и в системе радиосвязи с кодированием. Результат достигается за счет того, что вместо традиционного квантования и формирования оценок символов модуляции из полученных квантованных оценок, выполняют многоальтернативное (многовариантное) квантование и формирование множества кандидатских векторов. Кандидатский вектор – совокупность символов модуляции, являющихся квантованными (жесткими) оценками N передаваемых информационных сигналов. Множество кандидатских векторов составляется из нескольких наиболее вероятных квантованных оценок каждого из передаваемых символов модуляции. Кандидатские векторы формируются в пространстве модифицированных сигналов, а затем преобразуются к пространству исходных сигналов. Полученный набор кандидатских векторов используется для поиска решения, минимизирующего решающую функцию максимального правдоподобия, или для формирования метрик для мягкого декодирования. 4 н. и 17 з.п. ф-лы, 9 ил.

Группа изобретений относится к области радиотехники, в частности к способу (варианты) и устройству (варианты) приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема, и может быть использована в системе связи с многомерными сигналами, например в системе связи MIMO.

Задача приема многокомпонентных сигналов возникает в большом числе областей телекоммуникаций, в том числе таких, как многопользовательское детектирование, прием с помощью адаптивных антенных решеток, технология Multiple-Input-Multiple-Output (MIMO), далее по тексту MIMO. Заявляемое изобретение будет описано на примере системы связи MIMO.

Технология MIMO привлекает большое внимание разработчиков и исследователей систем беспроводной связи, благодаря возможности значительного повышения пропускной способности.

В системах MIMO на передающей и приемной сторонах используется более одной антенны, вследствие чего пространственный канал связи между передатчиком и приемником имеет множество входов (multiple inputs) – каналов передачи сигнала, – и множество выходов (multiple outputs) – каналов приема сигнала. Всю совокупность каналов распространения сигнала между передающими и приемными антеннами принято называть каналом MIMO. Увеличение пропускной способности достигается за счет одновременной передачи различных информационных сигналов по различным пространственным подканалам канала MIMO.

Мгновенную реализацию канала MIMO оценивают на приемной стороне и используют при приеме сигнала. Использование данной оценки при передаче сигнала дает большое преимущество системе MIMO в плане возможности минимизировать уровень взаимных помех в точке приема. Метод MIMO, использующий оценку канала при передаче сигнала, называют MIMO с обратной связью (closed loop MIMO). Однако более практичным подходом является MIMO без обратной связи (open loop MIMO), когда оценка канала не доступна передающей стороне.

В системах MIMO без обратной связи из-за отсутствия информации о канале MIMO на передающей стороне нет возможности взаимно оптимизировать передачу информации по параллельным пространственным каналам, вследствие чего передаваемые через различные антенны сигналы создают взаимные помехи на приемной стороне. Наиболее распространенным способом передачи в системах MIMO без обратной связи является пространственное мультиплексирование (spatial multiplexing), впервые предложенное в рамках способа V-BLAST (см. G.J.Foshini, G.D.Golden, R.A.Valenzuela, “Simplified processing for high spectral efficiency wireless communication employing multi-element arrays,” IEEE Selected Areas Communication, vol.17, pp.1841-1852, November,1999 [1], G.J. Foschini, G.D. Golden, “Wireless communications system having a space-time architecture employing multi-element antennas at both the transmitter and receiver (Patent style),” US patent: US 6317466 B1. Nov. 13, 2001 [2], G.J.Foschini, “Wireless communications system having a layered space-time architecture employing multi-element antennas,” US Patent US#6097771, August 1, 2000 [3]).

Согласно способу пространственного мультиплексирования V-BLAST в передатчике выполняют кодирование, перемежение и модуляцию потока двоичных символов исходного информационного сообщения, формируя таким образом поток символов модуляции, каждый из которых представляет L последовательных бит исходного потока и принадлежит множеству m=2^L всевозможных значений.

Символы модуляции s обычно представляют комплексными числами, модуль и аргумент каждого из которых представляет собой амплитуду и, соответственно, фазу соответствующего символа модуляции. Действительная и мнимая часть данного комплексного числа являются квадратурными компонентами символа модуляции.

Сформированный поток символов модуляции разбивают на пакеты, каждый из которых состоит из N символов, где N – число передающих антенн. Из символов каждого пакета формируют радиосигналы, образуя соответствующий пакет информационных сигналов, который передают одновременно – по одному сигналу через каждую антенну.

Прием осуществляют с помощью MN приемных антенн. Сигнал каждой приемной антенны может быть представлен комплексным числом х, модуль которого соответствует амплитуде, а аргумент – фазе данного сигнала. Совокупность сигналов М приемных антенн обычно представляют М-мерным вектором комплексных чисел, который может быть выражен следующим образом

где х=[х₁,…х_M]^T – вектор принятых сигналов, s=[s₁,…s_N]^T – вектор символов модуляции, соответствующих передаваемому пакету информационных сигналов, Н – канальная матрица, каждый элемент h_i,j, которой представляет собой нормированный коэффициент передачи сигнала от j-й передающей к i-й приемной антенне, n=[n₁,…n_M]^T – вектор помех приемных антенн, которые обычно аппроксимируются, как независимые реализации аддитивного Гауссовского шума, [.]^T – знак транспонирования.

При приеме такого многомерного сигнала сначала выполняют оценку канальной матрицы Н, а затем с использованием этой оценки выполняют демодуляцию символов вектора s.

Наиболее эффективным алгоритмом приема многомерных сигналов является алгоритм максимального правдоподобия (maximum likelihood algorithm – MLA), представленный, например, в J.Jalden, Bjorn Ottersten, “On the Complexity of Sphere Decoding in Digital Communication,” IEEE TRANSACTION ON SIGNAL PROCESSING, Vol.53, No. 4, pp.1474-1484, April; 2005 [4]. Оценкой максимального правдоподобия вектора передаваемых информационных символов s является значение, обеспечивающее минимум функционала отношения правдоподобия. Оценка переданного информационного пакета выражается как

где S – множество всевозможных значений вектора s. Следовательно, метод максимального правдоподобия предполагает поиск минимума решающей функции по множеству всевозможных значений вектора s. Сложность реализации данного метода зависит от объема множества поиска, который экспоненциально растет с увеличением количества передающих антенн и количества бит информации, передаваемых через каждую антенну. Поэтому даже при небольшом количестве передающих антенн алгоритм может оказаться весьма сложным при реализации в аппаратуре приемника.

С практической точки зрения весьма привлекательными являются линейные методы приема, при которых оценка вектора s символов модуляции формируется линейным преобразованием (см. D. Gesbert, “Robust linear MIMO receivers: A minimum error-rate approach,” IEEE Trans. Signal Processing, Special issue on MIMO, May 2, 2003 [5]):

где (.)^t – символ транспонирования и комплексного сопряжения, W – матрица коэффициентов линейного преобразования, которую формируют таким образом, чтобы оптимизировать оценку в смысле некоторого критерия.

Наиболее эффективным из линейных методов является метод минимума среднеквадратичной ошибки оценки (minimum mean squared error – MMSE). При этом матрицу W формируют, как

где ² – дисперсия шума в каждой из приемных антенн, I – диагональная единичная матрица размерности М×М, (.)^-1 – символ инверсии матрицы.

Известен также алгоритм, обеспечивающий нулевое значение ошибки в отсутствие шума. В зарубежных публикациях данный линейный алгоритм называют методом обращения в нуль – zero forcing. При этом матрица W формируется, как

Метод обращения в нуль обладает более низкой помехоустойчивостью, чем MMSE, но он проще в реализации, так как не требует оценки дисперсии шума.

По характеристикам помехоустойчивости метод минимума среднеквадратичной ошибки оценки проигрывает методу максимального правдоподобия. В канале MIMO с низкой обусловленностью матрицы Н этот проигрыш незначителен. Однако использование данным методом операции инверсии матрицы приводит к тому, что в канале MIMO с высокообусловленной канальной матрицей этот проигрыш увеличивается и становится весьма значительным.

Существенный прогресс в решении проблемы «плохой» обусловленности матрицы канала MIMO наметился при использовании подхода редукции базиса решетки (lattice basis reduction approach) (см. Dirk Wubben, Ronald Böhnke, Volker Kühn, and Karl-Dirk Kammeyer, “Near-Maximum-Likelihood Detection of MIMO Systems using MMSE-Based Lattice Reduction,” IEEE Proc. International Conference on Communications (ICC), Paris, France, June 2004 [6], Christoph Windpassinger, Robert F.H. Fischer, “Low-Complexity Near-Maximum-Likelihood Detection and Precoding for MIMO Systems using Lattice Reduction,” ITW2003, Paris, France, March 31-April 4, 2003 [7], Christoph Windpassinger, Robert F.H. Fischer, “From Lattice-Reduction-Aided Detection Towards Maximum-Likelihood Detection in MIMO Systems,” IEEE Proc. Global Communications Con ference (GLOBECOM), Taipei, Taiwan, November 17-21 2002 [8], Huan Yao and Gregory W. Womell, “Lattice-Reduction-Aided Detectors for MIMO Communication Systems,” in Proc. IEEE Globecom, Taipei, Taiwan, Nov., 2002 [9].

Идея данного подхода заключается в том, что канальную матрицу представляют в виде произведения хорошо обусловленной матрицы G и унимодулярной матрицы, то есть матрицы с целочисленными элементами и детерминантом ±1. Задачу демодуляции решают относительно модифицированного вектора переданных символов модуляции, который представляет собой произведение унимодулярной матрицы на исходный вектор s символов модуляции.

Демодуляцию выполняют в два этапа. На первом этапе выполняют субоптимальную демодуляцию модифицированного вектора символов с использованием хорошо обусловленной канальной матрицы G. Методы, основанные на инверсии матрицы, дают на этом этапе высокую помехоустойчивость, поскольку обращается хорошо обусловленная матрица. Полученную оценку модифицированного сигнала квантуют, за счет чего происходит фильтрация шума. На втором этапе выполняют преобразование оценки модифицированного сигнала в оценку исходного информационного сигнала с использованием унимодулярной матрицы.

Процедура разложения канальной матрицы на хорошо обусловленную и унимодулярную матрицы выполняется с помощью редукции базиса решетки (см. [6]-[9]). Соответственно, такой подход к демодуляции многомерного сигнала называют методом редукции базиса решетки или редукции решетки (lattice reduction). Именно данный подход лежит в основе заявляемого изобретения.

Реализация потенциально высокой пропускной способности систем MIMO возможна лишь с использованием эффективного помехоустойчивого кодирования. Поэтому еще одним важным аспектом при проектировании алгоритмов приема сигнала MIMO является то, что они должны хорошо сочетаться с алгоритмом помехоустойчивого кодирования.

Обычно в процессе приема сформированные оценки символов преобразуют в двоичную форму, и подают на декодер для восстановления двоичных символов исходного информационного сообщения. Наиболее эффективным декодированием является мягкое декодирование. При этом на вход декодера поступают мягкие оценки (решения) бит – в виде {В -В}, где знак соответствует жесткой оценке переданного двоичного символа (или бита) 1 или -1, а абсолютная величина В является метрикой, отражающей вероятностную меру принятия битом данного жесткого значения.

Метрикой мягкого декодирования (или мягким решением) некоторого бита b_k служит логарифм отношения правдоподобия (log-likelihood ratio – LLR). В отсутствие априорной информации о значениях переданных бит и при взаимной независимости передаваемых бит, логарифм отношения правдоподобия для k-го бита, переданного с помощью вектора s символов модуляции, может быть выражен, как показано в статье Dominik Seethaler, Gerald Matz, and Franz Hlawatsch, “Low-Complexity Soft Demodulation of MIMO-BICM Using the Line-Search Detector,” Institute of Communications and Radio-Frequency Engineering, Vienna University of Technology. /0-7803-8939-5/05/ (С) 2005 IEEE [10]

где и – множества значений вектора s, для которых k-й бит принимает значение 1 и -1 соответственно, – норма вектора.

Формирование метрик (6) требует вычисления функции для всех элементов множеств и . Это значительно усложняет алгоритм приема, так как суммарное количество элементов данных множеств соответствует 2^LN и растет экспоненциально с увеличением числа передающих антенн N и L – количества бит, представляемых одним символом модуляции.

Линейные методы приема формируют мягкую (не квантованную) оценку каждого символа вектора s и допускают упрощенное формирование мягких решений, которое выполняют раздельно для каждого символа по полученной оценке данного символа и карте модуляции (см. Michael Мао Wang, Weimin Xiao, and Tyier Brown, “Soft Decision Metric Generation for QAM With Channel Estimation Error,” IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL. 50, NO. 7, Pp.1058-1061, JULY 2002 [11]).

С использованием аппроксимации (см. [10]) можно записать следующее выражение для логарифма отношения правдоподобия k-го бита, передаваемого с помощью m-го модуляционного символа.

где – линейная оценка передаваемого символа модуляции s_m, and – множества значений символа модуляции s_m, для которого k-й бит принимает значение +1 и -1 соответственно, _m – коэффициент преобразования символа s_m за счет канала связи и линейного преобразования, формирующего оценку (3).

Такой метод формирования мягких решений значительно проще, чем метод, основанный на выражении (6), однако он имеет и существенно более низкую помехоустойчивость.

Следовательно, другой серьезной проблемой приема сигнала MIMO, которая решается в способе заявляемого изобретения, является необходимость разработки эффективного алгоритма формирования мягких решений – метрик для мягкого декодирования.

Наиболее близким к заявляемому изобретению является техническое решение, описанное в [6].

Способ-прототип заключается в следующем.

Известный способ приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема (прототип), в котором

каждая из М компонент многокомпонентного сигнала, принимаемая по соответствующему ей каналу приема, представляет собой аддитивную смесь N информационных сигналов, каждый из которых передан по соответствующему ему каналу передачи, и помехи,

при этом каждый из N информационных сигналов соответствует L двоичным символам передаваемого информационного сообщения, принимает одно из m=2^L значений, соответствующих m символам модуляции, и

входит в каждую из М компонент многокомпонентного сигнала с весовым коэффициентом, отражающим коэффициент передачи пространственного канала, образованного каналом передачи этого информационного сигнала и каналом приема данной компоненты многокомпонентного сигнала, причем считают, что коэффициенты передачи пространственных каналов и значения дисперсии помех М каналов приема известны или предварительно оценены, заключается в том, что

формируют вектор принимаемого сигнала, таким образом, что

принимают каждую из М компонент сигнала, определяя для каждой из них комплексное число х, модуль которого отражает амплитуду, а аргумент – фазу данной компоненты многокомпонентного сигнала, формируя из данных комплексных чисел М-мерный комплексный вектор х принятого сигнала, и преобразуют данный вектор к вектору принятого сигнала по формуле

формируют канальную матрицу используя коэффициенты передачи пространственных каналов, таким образом, что между вектором принимаемого многокомпонентного сигнала и сформированной канальной матрицей выполняется соотношение

где – вектор символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, – вектор помех М каналов приема,

с этой целью из коэффициентов h_i,j, передачи пространственных каналов, каждый из которых представляет собой комплексное число, с модулем и аргументом, отражающими изменение соответственно амплитуды и фазы j-го информационного сигнала, принимаемого в i-м канале приема, при его распространении по соответствующему пространственному каналу, формируют комплексную канальную матрицу Н, которую преобразуют в матрицу Н_r по формуле

где ReH и ImH – матрицы соответственно действительных и мнимых частей элементов матрицы Н, матрицу Н_r расширяют, дополняя снизу матрицей I, где ² – дисперсия помехи каждого из М каналов приема, I – единичная диагональная матрица размерности 2N×2N

формируя, таким образом, канальную матрицу

преобразуют канальную матрицу в матрицу G, характеризующуюся заведомо низким числом обусловленности, для чего

путем редукции базиса решетки матрицы формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, и формируют модифицированную канальную матрицу G, как произведение

определяют вектор z модифицированных символов модуляции как вектор символов модуляции умноженный слева на инверсию матрицы Т, то есть и оценивают его, используя канальную матрицу G и вектор принимаемого сигнала, формируя таким образом вектор оценок модифицированных символов модуляции по формуле

где (.)’, (.)^-1 символы транспонирования и инверсии матрицы, соответственно, – вектор принимаемого сигнала, расширенный снизу 2М-мерным вектором нулей 0;

квантуют вектор оценок модифицированных символов 5 модуляции, определяя для каждого элемента данного вектора квантованное значение, как модифицированный символ модуляции, обеспечивающий наименьшую ошибку квантования, и формируют таким образом вектор u, элементы которого являются квантованными оценками модифицированных символов модуляции;

преобразуют вектор u, умножая слева на матрицу Т

формируя таким образом вектор r, элементы которого являются действительными оценками символов модуляции, соответствующих N передаваемым информационным сигналам;

используя вектор r, формируют вектор оценок символов модуляции, соответствующих N передаваемым информационным сигналам, по формуле

где r1, r2 – N-мерные векторы, составленные из первой и второй половины элементов вектора r соответственно, – мнимая единица, и,

используя вектор принимают решение о передаваемом информационном сообщении.

Реализация способа-прототипа представлена в статье [6] на примере системы связи MIMO, структурная схема которой выполнена на фиг.1.

Система связи (MIMO) в соответствии с фиг.1 содержит устройство 1 передачи многокомпонентного сигнала (передатчик) и устройство 2 приема многокомпонентного сигнала (приемник). При этом устройство 1 передачи многокомпонентного сигнала содержит блок 3 кодирования, блок 4 демультиплексирования, N блоков 5-1 – 5-N модуляции, N каналов 6-1 – 6-N передачи многокомпонентного сигнала и соответственно N передающих антенн 7-1 – 7-N. Устройство 2 приема многокомпонентного сигнала содержит М антенн 8-1 – 8-М для приема многокомпонентного сигнала, соответственно М каналов 9-1 – 9-М приема, блок оценки канала, блок 11 демодуляции и блок 12 принятия решения.

Прототипом для заявляемого устройства является устройство приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи (MIMO), структурная схема которого выполнена на фиг.2, на нем реализуют способ-прототип.

Устройство-прототип (фиг.2) содержит М антенн 8 – 1-8-М для приема многокомпонентного сигнала, соответственно, М каналов 9-1-9-М приема, блок 10 оценки канала, блок 11 демодуляции и блок 12 принятия решения, при этом выходы М антенн 8-1 – 8-М для приема многокомпонентного сигнала соединены соответственно с входами М каналов 9-1 – 9-М приема, выходы которых соединены через шину данных с входом блока 10 оценки канала и первым входом блока 11 демодуляции, вход блока оценки канала и первый вход блока демодуляции являются сигнальными входами, второй и третий входы блока демодуляции соединены соответственно с первым и вторым выходами блока 10 оценки канала, формирующего на первом выходе оценки комплексных коэффициентов передачи сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн, а на втором выходе – оценки значений дисперсии шума каналов приема, выход 11 блока демодуляции соединен со входом блока 12 принятия решения, выход которого является выходом устройства, блок 11 демодуляции содержит узел 13 формирования вектора принимаемого сигнала, узел 14 преобразования канальной матрицы, узел 15 оценки модифицированных символов модуляции, узел 16 квантования, узел 17 оценки символов модуляции и узел 18 оценки двоичных символов, при этом вход узла 13 формирования вектора принимаемого сигнала является первым входом блока 11 демодуляции, первый и второй входы узла 14 преобразования канальной матрицы являются соответственно вторым и третьим входами блока 11 демодуляции, выход узла 13 формирования вектора принимаемого сигнала соединен с первым входом узла 15 оценки модифицированных символов модуляции, второй вход которого соединен с первым выходом узла 14 преобразования канальной матрицы, выход узла 15 оценки модифицированных символов модуляции соединен с первым входом узла 16 квантования, второй вход которого объединен с первым входом узла 17 оценки символов модуляции и соединен со вторым выходом узла 14 преобразования канальной матрицы, второй вход узла 17 оценки символов модуляции соединен с выходом узла 16 квантования, выход узла 17 оценки символов модуляции соединен с входом узла 18 оценки двоичных символов, выход которого является выходом блока 11 демодуляции.

Осуществляют способ-прототип на устройстве (фиг.2) следующим образом.

В устройстве приема многокомпонентного сигнала принимают входной сигнал посредством М антенн 8-1 – 8-М, выход каждой из которых соединен с входом соответствующего канала 9-1 – 9-М приема.

В каждом из М каналов 9-1 – 9-М приема выполняют функции обработки сигнала на радиочастоте, синхронизации, а также перенос в область видеочастоты и преобразование в цифровую форму.

На выходе каждого из М каналов 9-1 – 9-М приема формируется принимаемый сигнал, как комплексное число, модуль которого отражает амплитуду, а аргумент – фазу данного сигнала.

В процессе дальнейшей обработки сигнала совокупность принимаемых сигналов М каналов 9-1 – 9-М приема рассматривается, как М-мерный комплексный вектор принимаемого сигнала x=[x₁,…x_N]^T.

Сформированный таким образом вектор х принимаемого сигнала поступает (по шине) на сигнальные входы – первый вход блока 11 демодуляции и вход блока 10 оценки канала.

В блоке 10 оценки канала выполняют оценку канальной матрицы Н и оценку дисперсии шума каналов приема ². На первом выходе блок 10 оценки канала формирует оценки комплексных коэффициентов передачи сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн, а на втором выходе – оценки значений дисперсии шума каналов приема.

Выходные сигналы с первого и второго выходов блока 10 оценки канала поступают соответственно на второй и третий входы блока 11 демодуляции.

С первого входа блока 11 демодуляции сигнал поступает на входы узла 13 формирования вектора принимаемого сигнала. Со второго входа блока демодуляции сигнал поступает на первый вход узла 14 преобразования канальной матрицы. С третьего входа блока 11 демодуляции сигнал поступает на второй вход узла 14 преобразования канальной матрицы.

В узле 13 формирования вектора принимаемого сигнала М-мерный вектор x преобразуется к 2М-мерному действительному вектору в соответствии с формулой (8).

В узле 14 преобразования канальной матрицы комплексно-значную канальную матрицу Н преобразуют к реально-значной матрице Н_r по формуле

где ReH и ImH – матрицы, соответственно, действительных и мнимых частей элементов матрицы Н, матрицу Н_r расширяют, дополняя снизу матрицей I,

где ² – дисперсия помехи каждого из М каналов приема, I – единичная диагональная матрица размерности 2N×2N, формируя таким образом канальную матрицу .

По матрице формируют матрицу Т редукции базиса решетки. При этом используют, например, известный алгоритм Lenstra-Lenstra-Lovasz (LLL) (см. [6] и А.К. Lenstra, H.W. Lenstra, and L. Lovasz, “Factoring polynomials with rational coefficients,” Mathematische Annalen, vol.261, pp.515-534, 1982 [12]). С использованием матриц и Т формируют модифицированную канальную матрицу .

В узле 15 оценки модифицированных символов модуляции, на первый вход которого с выхода узла 13 формирования вектора принимаемого сигнала поступает вектор принимаемого сигнала, а на второй его вход с первого выхода узла 14 преобразования канальной 5 матрицы поступает модифицированная канальная матрица G, формируют вектор оценок модифицированных символов модуляции. При этом используют, например, формулу (12).

Сформированный вектор оценок модифицированных символов модуляции с выхода узла 15 оценки модифицированных символов модуляции поступает на первый вход узла 16 квантования, в котором выполняют квантование вектора оценок модифицированных символов модуляции. При этом по матрице Т редукции базиса решетки и символам выбранного вида модуляции определяют модифицированные символы модуляции. Для каждого элемента вектора определяют квантованное значение как модифицированный символ модуляции, обеспечивающий наименьшую ошибку квантования, и формируют, таким образом, вектор u, элементами которого являются квантованные оценки модифицированных символов модуляции. Ошибку квантования определяют, например, как абсолютную величину разности между квантованным и не квантованным значением оценки.

Сформированный вектор u с выхода узла 16 квантования поступает на второй вход узла 17 оценки символов модуляции, в котором формируют вектор оценок символов модуляции, для чего вектор u преобразуют в вектор r действительных оценок модифицированных символов модуляции по формуле r=Tu. А затем, используя вектор r, формируют вектор оценок символов модуляции, соответствующих N передаваемым информационным сигналам, по формуле где r1, r2 – N-мерные векторы, составленные из первой и второй половины элементов вектора r соответственно, – мнимая единица.

Вектор оценок символов модуляции с выхода узла 17 оценки символов модуляции поступает на вход узла 18 оценки двоичных символов. В узле 18 оценки двоичных символов формируется последовательность двоичных символов, соответствующих вектору . Полученная последовательность двоичных символов поступает на выход 11 блока демодуляции, а с выхода блока 11 демодуляции на вход блока 12 принятия решения. В блоке 12 принимают решение, например, путем декодирования последовательности двоичных символов. Выходной сигнал с блока 12 принятия решения поступает на выход устройства.

Описанный способ-прототип и устройство для его осуществления используют линейный метод детектирования сигнала в совокупности с редукцией базиса решетки канальной матрицы. Методика редукции базиса решетки позволяет снизить обусловленность канальной матрицы и, вследствие этого, получить улучшение характеристик помехоустойчивости относительно исходного субоптимального линейного метода. Однако данное улучшение наблюдается в диапазоне относительно высоких значений отношения сигнал-шум (ОСШ). Вместе с тем, способ-прототип и устройство для его осуществления все-таки существенно уступают по помехоустойчивости методу максимального правдоподобия, а в области низких значений ОСШ они проигрывает также и исходному линейному методу.

Данный факт объясняется тем, что важной операцией данного подхода является квантование, цель которого отфильтровать шум оценки перед выполнением преобразования, обратного редукции базиса решетки. Однако квантование, являясь нелинейной операцией, эффективно лишь тогда, когда шумовые отклонения невелики. В области же высокого относительного уровня шума квантование приводит к ошибкам детектирования и характеристики приема ухудшаются.

Другим существенным недостатком способа-прототипа и устройства для его осуществления является низкая эффективность при использовании мягкого декодирования. Мягкое декодирование предполагает получение информации, как о значениях двоичных символов информационного сообщения, так и о надежности оценки данных значений. Квантование приводит к формированию жестких – квантованных оценок, из которых достаточно трудно извлечь информацию о надежности оценки. Вследствие этого при мягком декодировании проигрыш способа- и устройства-прототипа относительно оптимального метода увеличивается.

Задача изобретения – повышение помехоустойчивости приема многокомпонентного сигнала, как в системе радиосвязи без кодирования, так и в системе радиосвязи с кодированием при мягком и жестком декодировании.

Задача решается заявляемыми способом приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема (варианты) и устройством для его осуществления (варианты), алгоритм которых разработан с приемлемой для практики сложностью реализации и высокой помехоустойчивостью приема, как в системах связи без кодирования, так и в системах связи с кодированием при мягком и жестком декодировании.

Задача решается разработкой заявляемого способа приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема по первому варианту реализации, в котором

каждая из М компонент многокомпонентного сигнала, принимаемая по соответствующему ей каналу приема, представляет собой аддитивную смесь N информационных сигналов, каждый из которых передан по соответствующему ему каналу передачи, и помехи,

при этом каждый из N информационных сигналов соответствует L двоичным символам переданного информационного сообщения, принимает одно из m=2^L значений, соответствующих m символам выбранного вида модуляции, и входит в каждую из М компонент многокомпонентного сигнала с весовым коэффициентом, отражающим коэффициент передачи пространственного канала, образованного каналом передачи этого информационного сигнала и каналом приема данной компоненты многокомпонентного сигнала, причем считают, что коэффициенты передачи пространственных каналов и значения дисперсии помех М каналов приема известны или предварительно оценены, заключающийся в том, что

формируют вектор принимаемого многокомпонентного сигнала;

формируют канальную матрицу используя коэффициенты передачи пространственных каналов, таким образом, что между вектором принимаемого многокомпонентного сигнала и канальной матрицей выполняется соотношение

где – вектор символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам,

– вектор помех М каналов приема;

преобразуют канальную матрицу в матрицу G, характеризующуюся заведомо низким числом обусловленности, для чего

путем редукции базиса решетки матрицы формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, и формируют модифицированную канальную матрицу G, как произведение

определяют вектор z модифицированных символов модуляции как и оценивают его, используя канальную матрицу G и вектор принимаемого сигнала, формируя таким образом вектор оценок модифицированных символов модуляции,

используя вектор оценок модифицированных символов модуляции и матрицу Т, формируют К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, где Кm^N,

для чего

выполняют квантование вектора оценок модифицированных символов модуляции, определяя для каждого элемента этого вектора квантованные значения, как модифицированные символы модуляции, формируя из этих квантованных значений векторы u, каждый из которых представляет собой совокупность квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и определяют К векторов u с наименьшими значениями погрешности квантования,

каждый из К векторов u умножают слева на матрицу Т, формируя вектор r

r=Tu,

элементы полученных векторов r, которые не принадлежат множеству всевозможных значений квадратурных компонент символов выбранного вида модуляции, заменяют наиболее близким по величине значением из данного множества,

формируя, таким образом, К действительных кандидатских векторов r;

каждый из сформированных К действительных кандидатских векторов преобразуют в кандидатский вектор по формуле

v=r1+j·r2,

где r1, r2 – N-мерные векторы, составленные из первой и второй половины элементов кандидатского вектора r соответственно, – мнимая единица.

используя К сформированных кандидатских векторов, оценивают последовательность двоичных символов, и по результатам оценки принимают решение о переданном информационном сообщении.

Задача также решается заявляемым способом приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема по второму варианту реализации, в котором

каждая из М компонент многокомпонентного сигнала, принимаемая по соответствующему ей каналу приема, представляет собой аддитивную смесь N информационных сигналов, каждый из которых передан по соответствующему ему каналу передачи, и помехи,

при этом каждый из N информационных сигналов соответствует L двоичным символам переданного информационного сообщения, принимает одно из m=2^L значений, соответствующих m символам выбранного вида модуляции, и входит в каждую из М компонент многокомпонентного сигнала с весовым коэффициентом, отражающим коэффициент передачи пространственного канала, образованного каналом передачи этого информационного сигнала и каналом приема данной компоненты многокомпонентного сигнала, причем считают, что коэффициенты передачи пространственных каналов и значения дисперсии помех М каналов приема известны или предварительно оценены, заключающийся в том, что

формируют вектор принимаемого многокомпонентного сигнала;

формируют канальную матрицу используя коэффициенты передачи пространственных каналов, таким образом, что между вектором принимаемого многокомпонентного сигнала и канальной матрицей выполняется соотношение

где – вектор символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, – вектор помех М каналов приема;

преобразуют канальную матрицу , в матрицу G, характеризующуюся заведомо низким числом обусловленности, для чего

путем редукции базиса решетки матрицы формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, и формируют модифицированную канальную матрицу G, как произведение

определяют вектор z модифицированных символов модуляции как , и оценивают его, используя канальную матрицу G и вектор принимаемого сигнала, формируя, таким образом, вектор оценок модифицированных символов модуляции;

используя вектор оценок модифицированных символов модуляции и матрицу Т, формируют К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, где Km^N, для чего

определяют множество всевозможных значений квадратурных компонент символов выбранного вида модуляции и для этого множества определяют коэффициент масштабирования и величину сдвига таким образом, чтобы в результате линейного преобразования a’=a+ каждого элемента а этого множества множество преобразованных значений a’ представляло последовательность целых чисел, в которой каждое последующее целое число на единицу больше, чем предыдущее;

вычисляют вектор сдвига для вектора оценок модифицированных символов модуляции по формуле

b=T^-1l

где l – 2N-мерный вектор единиц;

используя коэффициент масштабирования и вектор сдвига b, выполняют линейное преобразование вектора оценок модифицированных символов модуляции по формуле

получая вектор у;

выполняют округление каждого из элементов полученного вектора у до ближайшего целого числа, определяя, таким образом, вектор первых квантованных значений

у_Q1=round(y),

и определяют вектор соответствующих значений ошибки квантования

d₁=y_Q1–y;

определяют второй вектор квантованных значений,

y_Q2=y_Q1-sign(d₁),

а также второй вектор соответствующих значений ошибки квантования, по формуле

d₂=y_Q2–y

где ;

используя векторы квантованных значений у_Q1, у_Q2 и векторы d₁, d₂ соответствующих ошибок квантования, формируют различные векторы u, каждый из которых представляет собой совокупность квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и определяют К векторов u, имеющих наименьшие значения суммарной погрешности квантования;

каждый из К векторов u преобразуют по формуле

элементы полученных векторов r, которые не принадлежат множеству всевозможных значений квадратурных компонент символов выбранного вида модуляции, заменяют наиболее близким по величине значением из данного множества,

формируя, таким образом, К действительных кандидатских векторов r;

каждый из сформированных К действительных кандидатских векторов r преобразуют в кандидатский вектор по формуле

v=r1+j·r2,

где r1, r2 – N-мерные векторы, составленные из первой и второй половины элементов вектора r, – мнимая единица,

используя K сформированных кандидатских векторов, оценивают последовательность двоичных символов, и по результатам оценки принимают решение о переданном информационном сообщении.

Далее приведены примеры выполнения последовательности действий заявляемого способа по первому и/или второму вариантам реализации, т.е. те примеры выполнения, которые являются общими для обоих вариантов способа.

Например, для способа по первому и второму вариантам реализации вектор принимаемого сигнала формируют, принимая каждую из М компонент многокомпонентного сигнала, определяя для каждой из них комплексное число, модуль которого отражает амплитуду, а аргумент – фазу данной компоненты, формируя из данных комплексных чисел М-мерный комплексный вектор х принимаемого сигнала и преобразуя данный вектор к 2М-мерному вектору принимаемого сигнала по формуле

где Rex, Imx – векторы, образованные из действительных и мнимых частей элементов вектора х соответственно.

Канальную матрицу формируют таким образом, что из коэффициентов h_i,j передачи пространственных каналов, каждый из которых представляет собой комплексное число, с модулем и аргументом, отражающими изменение, соответственно, амплитуды и фазы j-го информационного сигнала, принимаемого в i-м канале приема, при его распространении по соответствующему пространственному каналу, формируют комплексную канальную матрицу Н, которую преобразуют в канальную матрицу по формуле

где ReH и ImH – матрицы, образованные соответственно из действительных и мнимых частей элементов матрицы Н.

При преобразовании канальной матрицы в матрицу G перед редукцией базиса решетки матрицу расширяют, дополняя снизу матрицей I, где ² – дисперсия помехи каждого из М каналов приема, I – единичная диагональная матрица размерности 2N×2N.

Вектор оценок модифицированных символов модуляции формируют по формуле

где (.)^-1 – символ инверсии матрицы, (.)’ – символ транспонирования.

Вектор оценок модифицированных символов модуляции формируют по формуле

где (.)^-1 – символ инверсии матрицы, (.)’ – символ транспонирования,

– вектор принимаемого сигнала, расширенный снизу 2М-мерным вектором нулей 0.

При формировании K кандидатских векторов погрешность квантования вектора оценок модифицированных символов модуляции определяют как эвклидово расстояние между векторами квантованных и неквантованных оценок.

Последовательность двоичных символов информационного сообщения оценивают таким образом, что формируют вектор оценок N символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, как вектор v из К кандидатских векторов, для которого решающая функция минимальна, то есть

где – норма вектора,

выполняют демодуляцию вектора оценок N символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, в соответствии с заданным видом модуляции, формируя таким образом оценки двоичных символов передаваемого информационного сообщения.

Последовательность двоичных символов передаваемого информационного сообщения оценивают таким образом, что

формируют мягкие оценки двоичных символов информационного сообщения, причем мягкую оценку B_n,i i-го двоичного символа, передаваемого с помощью n-го информационного сигнала, формируют, как:

где х – комплексный вектор принимаемого сигнала, s – символ модуляции, _k,j – j-й элемент k-го кандидатского вектора v_k, , – взаимоисключающие подмножества множества символов модуляции, которым соответствует i-й двоичный символ, равный +1 и -1 соответственно, ² – дисперсия помехи каждой из М компонент многокомпонентного сигнала, h_n – n-й столбец комплексной канальной матрицы Н;

формируют жесткие оценки двоичных символов информационного сообщения, причем жесткую оценку b каждого двоичного символа формируют по мягкой оценке В данного символа по формуле

сформированные мягкие и жесткие оценки двоичных символов информационного сообщения используют как результат оценки.

Решение о переданном информационном сообщении принимают путем деперемежения и декодирования потока двоичных символов с использованием полученных жестких и мягких оценок двоичных символов, восстанавливая, таким образом, поток двоичных символов переданного сообщения.

Техническая задача решается также заявляемым устройством приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема по первому варианту, содержащим М антенн и, соответственно, М каналов приема для приема многокомпонентного сигнала, блок оценки канала, блок демодуляции и блок принятия решения, при этом входы М антенн являются сигнальными входами устройства, а выходы соединены соответственно с входами М каналов приема, выходы которых соединены через шину данных с входом блока оценки канала и первым входом блока демодуляции, входы которых являются сигнальными входами, второй и третий входы блока демодуляции соединены соответственно с первым и вторым выходами блока оценки канала, формирующего на первом выходе сигнал оценки комплексных коэффициентов передачи многокомпонентного сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн, а на втором выходе – сигнал оценки значений дисперсии шума каналов приема, первый выход блока демодуляции, формирующего на первом выходе жесткую оценку двоичных символов информационного сообщения, соединен с первым входом блока принятия решения, выход которого является выходом устройства,

блок демодуляции содержит узел формирования вектора принимаемого сигнала, узел преобразования канальной матрицы, узел оценки модифицированных символов модуляции, узел квантования, осуществляющий квантование элементов вектора оценок модифицированных символов модуляции и формирующий на первом выходе первый вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и узел оценки двоичных символов, при этом вход узла формирования вектора принимаемого сигнала является первым входом блока демодуляции, первый и второй входы узла преобразования канальной матрицы являются соответственно вторым и третьим входами блока демодуляции, выход узла формирования вектора принимаемого сигнала соединен с первым входом узла оценки модифицированных символов модуляции, второй вход которого соединен с первым выходом узла преобразования канальной матрицы, выход узла оценки модифицированных символов модуляции соединен с первым входом узла квантования, второй вход которого соединен со вторым выходом узла преобразования канальной матрицы, первый выход узла оценки двоичных символов является первым выходом блока демодуляции,

согласно изобретению

узел квантования содержит элемент инверсии матрицы, элемент памяти, умножитель, формирователь допустимых квантованных значений и элемент квантования, при этом первый вход элемента квантования является первым входом узла квантования, вход элемента инверсии матрицы является вторым входом узла квантования, выход элемента инверсии матрицы соединен с первым входом умножителя, второй вход которого соединен с выходом элемента памяти, выход умножителя соединен с входом формирователя допустимых квантованных значений, выходы которого соединены со вторыми входами элемента квантования, первый, второй, третий и четвертый выходы которого образуют соответственно первый, второй, третий и четвертый выходы узла квантования, формирующего на втором выходе второй вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, причем первый и второй векторы имеют наименьшие значения погрешности квантования, а на третьем и четвертом выходах формирующий соответственно, два вектора значений погрешностей квантования, второй, третий и четвертый выходы элемента квантования образуют соответственно второй, третий и четвертый выходы узла квантования,

в блок демодуляции введен узел формирования кандидатских векторов, первый вход которого соединен со вторым выходом узла преобразования канальной матрицы, второй, третий, четвертый и пятый входы узла формирования кандидатских векторов соединены соответственно с первым, вторым, третьим и четвертым выходами узла квантования, выход узла формирования кандидатских векторов, формирующего на выходе К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, соединен с первым входом узла оценки двоичных символов, второй вход которого присоединен к первому входу блока демодуляции, третий и четвертый входы узла оценки двоичных символов присоединены соответственно ко второму и третьему входам блока демодуляции, второй выход узла оценки двоичных символов, формирующего на втором выходе мягкие оценки двоичных символов информационного сообщения, каждая из которых представляет меру достоверности оценки соответствующего двоичного символа, является вторым выходом блока демодуляции, который соединен со вторым входом блока принятия решения. Техническая задача решается также заявляемым устройством приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема по второму варианту, содержащим М антенн и соответственно М каналов приема для приема многокомпонентного сигнала, блок оценки канала, блок демодуляции и блок принятия решения, при этом входы М антенн являются сигнальными входами устройства, а выходы соединены соответственно со входами М каналов приема, выходы которых соединены через шину данных с входом блока оценки канала и первым входом блока демодуляции, входы которых являются сигнальными входами, второй и третий входы блока демодуляции соединены соответственно с первым и вторым выходами блока оценки канала, формирующего на первом выходе сигнал оценки комплексных коэффициентов передачи многокомпонентного сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн, а на втором выходе – сигнал оценки значений дисперсии шума каналов приема, первый выход блока демодуляции, формирующего на первом выходе жесткую оценку двоичных символов информационного сообщения, соединен с первым входом блока блок принятия решения, выход которого является выходом устройства,

блок демодуляции содержит узел формирования вектора принимаемого сигнала, узел преобразования канальной матрицы, узел оценки модифицированных символов модуляции, узел квантования, осуществляющий квантование элементов вектора оценок модифицированных символов модуляции и формирующий на первом выходе первый вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и узел оценки двоичных символов, при этом вход узла формирования вектора принимаемого сигнала является первым входом блока демодуляции, первый и второй входы узла преобразования канальной матрицы являются соответственно вторым и третьим входами блока демодуляции, выход узла формирования вектора принимаемого сигнала соединен с первым входом узла оценки модифицированных символов модуляции, второй вход которого соединен с первым выходом узла преобразования канальной матрицы, выход узла оценки модифицированных символов модуляции соединен с первым входом узла квантования, второй вход которого соединен со вторым выходом узла преобразования канальной матрицы, первый выход узла оценки двоичных символов является первым выходом блока демодуляции,

согласно изобретению

узел квантования содержит элемент памяти, формирователь вектора сдвига, элемент линейного преобразования и элемент округления, при этом первый вход формирователя вектора сдвига является вторым входом узла квантования, второй вход формирователя вектора сдвига соединен с первым выходом элемента памяти, второй выход которого соединен с первым входом элемента линейного преобразования, второй вход которого соединен с выходом формирователя вектора сдвига, третий вход элемента линейного преобразования является первым входом узла квантования, выход элемента линейного преобразования соединен с входом элемента округления, первый, второй, третий и четвертый выходы элемента округления образуют соответственно первый, второй, третий и четвертый выходы узла квантования, формирующего на втором выходе второй вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, причем первый и второй векторы имеют наименьшие значения погрешности квантования, а на третьем и четвертом выходах формирующий соответственно два вектора значений погрешностей квантования,

в блок демодуляции введен узел формирования кандидатских векторов, первый вход которого соединен со вторым выходом узла преобразования канальной матрицы, второй, третий, четвертый и пятый входы узла формирования кандидатских векторов соединены соответственно с первым, вторым, третьим и четвертым выходами узла квантования, выход узла формирования кандидатских векторов, формирующего на выходе К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, соединен с первым входом узла оценки двоичных символов, второй вход которого присоединен к первому входу блока демодуляции, третий и четвертый входы узла оценки двоичных символов присоединены соответственно ко второму и третьему входам блока демодуляции, второй выход узла оценки двоичных символов, формирующего на втором выходе мягкую оценку двоичных символов информационного сообщения, каждая из которых представляет меру достоверности оценки соответствующего двоичного символа, является вторым выходом блока демодуляции, который соединен со вторым входом блока принятия решения.

Таким образом, заявляемая группа изобретений – способ и устройство (варианты) отличается от описанного выше способа и устройства-прототипа и известного уровня техники тем, что вместо традиционного (известного) квантования и формирования оценок символов модуляции из полученных квантованных оценок выполняют многоальтернативное квантование и формирование множества кандидатских векторов. Кандидатский вектор представляет собой совокупность символов модуляции, являющихся квантованными (жесткими) оценками N передаваемых информационных сигналов. Множество кандидатских векторов составляется из нескольких наиболее вероятных квантованных оценок каждого из передаваемых символов модуляции. Кандидатские векторы формируются в пространстве модифицированных сигналов, а затем преобразуются к пространству исходных сигналов.

Полученный набор кандидатских векторов используется для поиска решения, минимизирующего решающую функцию максимального правдоподобия, или для формирования метрик для мягкого декодирования.

Такой подход позволяет, во-первых, повысить помехоустойчивость приема, так как выбор нескольких векторов квантованных оценок позволяет компенсировать ошибки детектирования, связанные с квантованием при высоком уровне шума.

Во-вторых, это дает возможность сформировать метрики для эффективного мягкого декодирования двоичных символов передаваемого сообщения.

Для осуществления отличительных признаков способа (варианты) в устройство приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема (варианты) дополнительно введен узел формирования кандидатских векторов и соответственно для каждого варианта квантования предложена структурная схема узла квантования, которые в совокупности с новыми соединениями (связями) обеспечивают выполнение отличительных признаков заявляемого способа и позволяют получить лучший технический эффект по сравнению с известными техническими решениями в данной области техники.

Таким образом, заявляемая группа изобретений, созданных в едином изобретательском замысле, позволяет повысить помехоустойчивость приема многокомпонентного сигнала, как в системе радиосвязи без кодирования, так и в системе радиосвязи с кодированием при мягком и жестком декодировании.

Проведенный поиск по известному уровню техники не выявил технические решения с заявленными отличительными признаками изобретения.

Далее описание изобретения поясняется примерами выполнения и чертежами.

На фиг.1 выполнена структурная схема системы MIMO (системы радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема многокомпонентного сигнала), показана для реализации способа-прототипа.

На фиг.2 – структурная схема устройства приема многокомпонентного сигнала в системе MIMO (прототип).

На фиг.3 – структурная схема системы MIMO (система радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема), показана для реализации заявляемого изобретения.

На фиг.4 – структурная схема заявляемого устройства приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема.

На фиг.5 – структурная схема узла квантования для заявляемого устройства, выполненного по первому варианту реализации.

На фиг.6 – структурная схема узла квантования для заявляемого устройства, выполненного по второму варианту реализации.

На фиг.7 – структурная схема блока оценки канала, приведена в качестве примера реализации.

На фиг.8 приведен пример временной диаграммы передачи и приема пилот-сигналов в системе MIMO с N=4 передающими и М приемными антеннами.

На фиг.9 показаны сравнительные характеристики помехоустойчивости заявляемого способа приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема (MIMO), способа прототипа, алгоритма максимального правдоподобия (MLA) и алгоритма минимума среднеквадратической ошибки (MMSE), полученные по результатам компьютерного моделирования.

Устройство приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема по первому варианту осуществления (фиг.4 и 5) содержит М антенн 8-1 – 8-М и соответственно М каналов 9-1 – 9-М приема для приема многокомпонентного сигнала, блок 10 оценки канала, блок 11 демодуляции и блок 12 принятия решения, при этом входы М антенн 8-1 – 8-М являются сигнальными входами устройства, а выходы соединены соответственно с входами М каналов 9-1 – 9-М приема, выходы которых соединены через шину данных с входами блока 10 оценки канала и первыми входами блока 11 демодуляции, входы которых являются сигнальными входами, второй и третий входы блока демодуляции соединены соответственно с первым и вторым выходами блока 10 оценки канала, формирующего на первом выходе сигнал оценки комплексных коэффициентов передачи сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн, а на втором выходе – сигнал оценки значений дисперсии шума каналов приема, первый выход блока 11 демодуляции, формирующего на первом выходе жесткие оценки двоичных символов, соединен с первым входом блока 12 принятия решения, выход которого является выходом устройства, блок 11 демодуляции содержит узел 13 формирования вектора принимаемого сигнала, узел 14 преобразования канальной матрицы, узел 15 оценки модифицированных символов модуляции, узел 16 квантования, осуществляющий квантование элементов вектора оценок модифицированных символов модуляции и формирующий на первом выходе первый вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и узел 18 оценки двоичных символов, при этом вход узла формирования вектора принимаемого сигнала является первым входом блока 11 демодуляции, первый и второй входы узла 14 преобразования канальной матрицы являются соответственно вторым и третьим входами блока 11 демодуляции, выход узла 13 формирования вектора принимаемого сигнала соединен с первым входом узла 15 оценки модифицированных символов модуляции, второй вход которого соединен с первым выходом узла 14 преобразования канальной матрицы, выход узла 15 оценки модифицированных символов модуляции соединен с первым входом узла квантования 16, второй вход узла 16 квантования соединен со вторым выходом узла 14 преобразования канальной матрицы, первый выход узла 18 оценки двоичных символов является первым выходом блока 11 демодуляции, согласно изобретению, узел 16 квантования содержит элемент 20 инверсии матрицы, элемент 21 памяти, умножитель 22, формирователь 23 допустимых квантованных значений и элемент 24 квантования, при этом первый вход элемента 24 квантования является первым входом узла 16 квантования, вход элемента инверсии матрицы является вторым входом узла 16 квантования, выход элемента 20 инверсии матрицы соединен с первым входом умножителя 22, второй вход которого соединен с выходом элемента 21 памяти, выход умножителя 22 соединен со входом формирователя 23 допустимых квантованных значений, выходы которого соединены со вторыми входами элемента 24 квантования, первый, второй, третий и четвертый выходы которого являются соответственно первым, вторым, третьим и четвертым выходами узла квантования, формирующего на втором выходе второй вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, причем первый и второй векторы имеют наименьшие значения погрешности квантования, а на третьем и четвертом выходах формирующий соответственно два вектора значений погрешностей квантования, второй, третий и четвертый выходы элемента 24 квантования образуют соответственно второй, третий и четвертый выходы узла 16 квантования, в блок 11 демодуляции введен узел 19 формирования кандидатских векторов, первый вход которого соединен со вторым выходом узла 14 преобразования канальной матрицы, второй, третий, четвертый и пятый входы узла формирования кандидатских векторов соединены соответственно с первым, вторым, третьим и четвертым выходами узла квантования, выход узла 19 формирования кандидатских векторов, формирующего на выходе К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, соединен с первым входом узла 18 оценки двоичных символов, второй вход которого присоединен к первому входу блока демодуляции, третий и четвертый входы узла 18 оценки двоичных символов присоединены соответственно ко второму и третьему входам блока 11 демодуляции, второй выход узла 18 оценки двоичных символов, формирующего на втором выходе мягкие оценки двоичных символов, каждая из которых представляет меру достоверности оценки соответствующего двоичного символа, является вторым выходом блока 11 демодуляции, который соединен со вторым входом блока 12 принятия решения.

Устройство приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема по второму варианту осуществления (фиг.4 и 6) содержит М антенн 8-1 – 8-М и соответственно М каналов 9-1 – 9-М приема для приема многокомпонентного сигнала, блок 10 оценки канала, блок 11 демодуляции и блок 12 принятия решения, при этом входы М антенн 8-1 – 8-М являются сигнальными входами устройства, а выходы соединены соответственно с входами М каналов 9-1 – 9-М приема, выходы которых соединены через шину данных с входами блока 10 оценки канала и первыми входами блока 11 демодуляции, входы которых являются сигнальными входами, второй и третий входы блока демодуляции соединены соответственно с первым и вторым выходами блока 10 оценки канала, формирующего на первом выходе сигнал оценки комплексных коэффициентов передачи сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн, а на втором выходе – сигнал оценки значений дисперсии шума каналов приема, четвертый вход блока демодуляции является вторым входом устройства, на который поступает сигнал синхронизации, первый выход блока 11 демодуляции, формирующего на первом выходе жесткие оценки двоичных символов информационного сообщения, соединен с первым входом блока блок 12 принятия решения, выход которого является выходом устройства, блок 11 демодуляции содержит узел 13 формирования вектора принимаемого сигнала, узел 14 преобразования канальной матрицы, узел 15 оценки модифицированных символов модуляции, узел 16 квантования, осуществляющий квантование элементов вектора оценок модифицированных символов модуляции и формирующий на первом выходе первый вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и узел 18 оценки двоичных символов, при этом вход узла формирования вектора принимаемого сигнала является первым входом блока 11 демодуляции, первый и второй входы узла 14 преобразования канальной матрицы являются соответственно вторым и третьим входами блока 11 демодуляции, выход узла 13 формирования вектора принимаемого сигнала соединен с первым входом узла 15 оценки модифицированных символов модуляции, второй вход которого соединен с первым выходом узла 14 преобразования канальной матрицы, выход узла 15 оценки модифицированных символов модуляции соединен с первым входом узла 16 квантования, второй вход которого является четвертым входом блока демодуляции, третий вход узла квантования соединен со вторым выходом узла 14 преобразования канальной матрицы, первый выход узла 18 оценки двоичных символов является первым выходом блока 11 демодуляции, согласно изобретению, узел 25 квантования содержит элемент памяти, формирователь 26 вектора сдвига, элемент 27 линейного преобразования и элемент 28 округления, при этом первый вход формирователя 26 вектора сдвига является вторым входом узла 16 квантования, второй вход формирователя 26 вектора сдвига соединен с первым выходом элемента 25 памяти, второй выход которого соединен с первым входом элемента 27 линейного преобразования, второй вход которого соединен с выходом формирователя 26 вектора сдвига, третий вход элемента 27 линейного преобразования является первым входом узла 16 квантования, выход элемента 27 линейного преобразования соединен с входом элемента 28 округления, первый, второй, третий и четвертый выходы элемента 28 округления образуют соответственно первый, второй, третий и четвертый выходы узла квантования, формирующего на втором выходе второй вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, причем первый и второй векторы имеют наименьшие значения погрешности квантования, а на третьем и четвертом выходах формирующий соответственно, два вектора с наименьшими значениями соответствующих погрешностей квантования, в блок 11 демодуляции введен узел 19 формирования кандидатских векторов, первый вход которого соединен со вторым выходом узла 14 преобразования канальной матрицы, второй, третий, четвертый и пятый входы узла формирования кандидатских векторов соединены соответственно с первым, вторым, третьим и четвертым выходами узла квантования, выход узла 19 формирования кандидатских векторов, формирующего на выходе К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, соединен с первым входом узла 18 оценки двоичных символов, второй вход которого присоединен к первому входу 11 блока демодуляции, третий и четвертый входы узла 18 оценки двоичных символов присоединены соответственно ко второму и третьему входам блока 11 демодуляции, второй выход узла 18 оценки двоичных символов, формирующего на втором выходе мягкие оценки двоичных символов информационного сообщения, каждая из которых представляет меру достоверности оценки соответствующего двоичного символа, является вторым выходом блока демодуляции, который соединен со вторым входом блока 12 принятия решения.

Блок 10 оценки канала на фиг.7 приведен, как пример выполнения для заявляемого устройства, и содержит узел 29 оценки канальной матрицы и узел 30 оценки дисперсии, при этом входы узла 29 оценки канальной матрицы и первые входы узла 30 оценки дисперсии объединены, образуя сигнальный вход блока 10 оценки канала, выход узла 29 оценки канальной матрицы является первым выходом блока 10 оценки и соединен со вторым входом узла 30 оценки дисперсии, выход которого является вторым выходом блока 10 оценки.

На фиг.1-7 все соединения, показанные жирными линиями, представляют собой шины. Таким образом, показано, что данные соединения предназначены для передачи многокомпонентных (векторных) сигналов.

Далее рассмотрим реализацию заявляемого изобретения со ссылками на чертежи.

Заявляемый способ может быть реализован в системе связи с многомерными сигналами. В частности, он может быть реализован в системе связи MIMO, построенной по принципу пространственного мультиплексирования (или V-BLAST) (см. [1], [2] и [3]).

Пример функциональной структуры передающего и приемного устройств такой системы представлен на фиг.3 (для заявляемого изобретения).

Весьма актуальной задачей систем связи MIMO является разработка простого в реализации алгоритма приема сигнала с характеристиками помехоустойчивости, близкими к оптимальным.

Низкая эффективность простых линейных алгоритмов приема, основанных на инверсии канальной матрицы, объясняется случайным характером этой матрицы, из-за которого она часто является плохо обусловленной, и операция инверсии приводит к большой погрешности вычислений. Данную проблему позволяет решить подход, основанный на преобразовании канальной матрицы путем редукции базиса решетки. Данный подход использует следующую методику.

Векторы х, s, n и матрица Н, связанные основным уравнением системы связи MIMO (1), являются комплексно-значными (имеют комплексные элементы). Они могут быть представлены в виде реально-значных векторов , , и матрицы с помощью преобразований:

При этом соотношение (1) выполняется также и для реально-значных векторов и матриц, то есть

Элементы вектора принимают значения из дискретного множества всевозможных значений квадратурных компонент символов выбранного вида модуляции. Для многих цифровых видов модуляции эти значения являются целыми числами (или могут быть преобразованы к целым числам выбором масштабирующего коэффициента). Например, для модуляции QPSK множество возможных значений элементов реально-значного вектора {1, -1}. Соответственно, для модуляции 16QAM это множество {-3, -1, 1, 3}.

Следовательно, в отсутствие шума вектор (16) может быть представлен как целочисленная линейная комбинация векторов-столбцов канальной матрицы, то есть

где – i-й столбец канальной матрицы .

В алгебре матриц множество таких комбинаций называют решеткой. Причем матрицу называют производящей, а совокупность ее векторов-столбцов – базисом решетки. Задача детектирования сигнала MIMO представляется, как задача поиска в решетке, то есть поиска такого вектора , который вместе с канальной матрицей формирует вектор решетки (17), наиболее близкий к искаженному шумом вектору принимаемого сигнала .

Детектирование передаваемых символов модуляции связано с разделением 2М-мерного пространства значений вектора на области принятия решения в пользу той или иной точки решетки . При одной и той же дисперсии шума достоверность решения зависит от формы этих областей, причем максимальная достоверность достигается при областях формы равностороннего параллелепипеда. Такая форма соответствует ортогональным и одинаковым по длине базисным векторам решетки. Степень приближения базиса к данному свойству можно оценить по числу обусловленности матрицы, которое определяется отношением максимального сингулярного значения данной матрицы к минимальному (см. G.H.Golub, С.F.Van Loan, “Matrix computation,” Third edition. The John Hopkins University Press, Baltimore and London, 1996, 694 pp.[13]). Чем меньше число обусловленности матрицы, тем ближе ее базис к ортогональному и, соответственно, выше качество детектирования.

Редукцией базиса решетки матрицы является линейное преобразование, которое приводит число обусловленности данной матрицы к заведомо низкому значению. Для сохранения решетки матрица линейного преобразования должна быть унимодулярной, то есть целочисленной с детерминантом ±1.

При детектировании путем редукции базиса решетки по матрице формируют унимодулярную матрицу Т редукции базиса решетки. При этом может быть использован, например, известный алгоритм Lenstra-Lenstra-Lovasz (LLL) (см. [6] и [12]).

Затем матрицу преобразуют в матрицу G с помощью выражения После этого соотношение (16) может быть представлено, как

где – вектор модифицированных символов модуляции.

После этого задачу детектирования сигнала MIMO решают относительно вектора z модифицированных символов модуляции каким-либо субоптимальным методом.

При решении данной задачи хорошие результаты показал метод 10 минимума среднеквадратической ошибки (см. [6], [7], [8]).

Метод минимума среднеквадратической ошибки реализуется с помощью формул (3), (4). В редуцированном пространстве, то есть в пространстве модифицированных векторов z, статистические свойства шумовых составляющих отличаются от свойств элементов вектора .

Для учета данного фактора применяют реализацию метода минимума среднеквадратической ошибки с расширением канальной матрицы. Для этого перед формированием унимодулярной матрицы Т матрицу расширяют, дополняя снизу матрицей I, где I единичная диагональная матрица размерности 2N×2N.

Данную расширенную матрицу используют, при формировании матрицы Т, а затем матрицы G, то есть

С помощью матрицы G формируют вектор оценок модифицированных символов модуляции по формуле

где – вектор принимаемого сигнала, расширенный снизу 2М-мерным вектором нулей 0.

Сформированный таким образом вектор оценок модифицированных символов модуляции квантуют, определяя для каждого элемента данного вектора квантованное значение, как модифицированный символ модуляции, обеспечивающий наименьшую ошибку квантования, и формируют, таким образом, вектор u квантованных оценок модифицированных символов модуляции. Ошибку квантования определяют, например, как модуль разности квантованного и не квантованного значений.

Вектор u преобразуют к вектору оценок символов модуляции, соответствующих N передаваемым информационным сигналам по формулам (13), (14).

Представленный выше алгоритм квантования вектора является наиболее общим и подходит для любых видов модуляции. Первый вариант способа данного предполагаемого изобретения использует данный вариант квантования вектора . Однако при большом числе антенн и многопозиционных видах модуляции квантование по этому алгоритму может оказаться весьма сложным.

С другой стороны, многие виды модуляции (с равномерной сеткой допустимых значений квадратурных компонент символов модуляции) допускают упрощенное квантование оценок. При этом квантование оценок заменяют округлением до ближайшего целого числа, но при этом применяют предварительное линейное преобразование оценок – масштабирование и сдвиг (см. [7]). Данное преобразование учитывают при последующем обратном преобразовании квантованных оценок модифицированных символов модуляции. Второй вариант способа заявляемого изобретения использует данное упрощенное квантование вектора .

Таким образом, редукция базиса решетки канальной матрицы переносит задачу детектирования в пространство модифицированных сигналов. Данным сигналам соответствует более “хорошая” канальная матрица, вследствие чего взаимные помехи между этими сигналами минимальны. Это является основным фактором повышения эффективности субоптимальных методов детектирования в пространстве модифицированных сигналов. Элементы полученного вектора модифицированных оценок квантуют, то есть заменяют наиболее близким по величине значением из множества всевозможных значений квадратурных компонент символов модуляции. Цель квантования – отфильтровать шумовые отклонения и сохранить качество полученной оценки при обратном преобразовании.

Однако квантование, являясь нелинейной операцией, эффективно лишь тогда, когда шумовые отклонения невелики. В области же высокого относительного уровня шума квантование приводит к ошибкам детектирования и характеристики приема ухудшаются. Это является причиной недостаточно высокой помехоустойчивости способа-прототипа, особенно в области низких значений отношения сигнал – шум.

Способ заявляемого изобретения (варианты) отличается от описанного выше способа-прототипа и известного уровня техники тем, что вместо традиционного квантования и формирования оценок символов модуляции из полученных квантованных оценок выполняют многоальтернативное (многовариантное) квантование и формирование множества кандидатских векторов. Кандидатский вектор представляет собой совокупность символов модуляции, являющихся квантованными (жесткими) оценками N передаваемых информационных сигналов. Множество кандидатских векторов составляется из нескольких наиболее вероятных квантованных оценок каждого из передаваемых символов модуляции. Кандидатские векторы формируются в пространстве модифицированных сигналов, а затем преобразуются к пространству исходных сигналов.

Полученный набор кандидатских векторов используется для поиска решения, минимизирующего решающую функцию максимального правдоподобия, или для формирования метрик для мягкого декодирования.

Такой подход позволяет, во-первых, повысить помехоустойчивость приема, так как выбор решения из нескольких векторов квантованных оценок позволяет компенсировать ошибки детектирования, связанные с квантованием при высоком уровне шума.

Во-вторых, это дает возможность сформировать метрики для эффективного мягкого декодирования двоичных символов передаваемого сообщения.

Для лучшего понимания осуществления заявляемого способа приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема (MIMO) (фиг.3) коротко рассмотрим функциональную структуру устройства передачи многокомпонентного сигнала, подготовку и передачу многокомпонентного сигнала.

На вход блока 3 кодирования, который одновременно является входом устройства передачи многокомпонентного сигнала, поступает предназначенное для передачи информационное сообщение в двоичной форме. Блок 3 кодирования выполняет операции помехоустойчивого кодирования, а также и перемежения последовательности двоичных символов. Последнее служит для повышения устойчивости связи к замираниям сигнала. Сформированный таким образом поток закодированных двоичных символов поступает на вход блока 4 демультиплексирования.

В блоке 4 демультиплексирования последовательный поток двоичных символов модуляции разбивают на N потоков, которые параллельно поступают на соответствующие выходы данного блока. С каждого из выходов блока 4 демультиплексирования поток двоичных символов поступает на вход соответствующего ему блока 5-1 – 5-N модуляции.

Каждый из блоков 5-1 – 5-N модуляции содержит узел памяти, который хранит m символов модуляции в виде комплексных чисел s. Модулю каждого комплексного числа s соответствует амплитуда, а аргументу – фаза символа модуляции.

В каждом блоке 5-1 – 5-N модуляции входной поток двоичных символов делят на пакеты по L=log2(m) двоичных символов. По данному пакету, представляющему собой L-разрядное двоичное число, из узла памяти считывается соответствующий ему символ модуляции и передается на выход блока модуляции. Способы модуляции (QPSK, М-QAM и другие) известны из различных источников, например, John G. Proakis, “Digital Communication,” McGrow-Hill, Third Edition [14]|.

С выхода каждого из блоков 5-1 – 5-N модуляции символы модуляции поступают на вход соответствующего канала 6-1 – 6-N передачи. Каждый канал 6-1 – 6-N передачи состоит из устройств, формирующих информационный радиосигнал несущей частоты с амплитудой и фазой, соответствующими поступившему на вход символу модуляции.

Информационные сигналы N каналов 6-1 – 6-N передачи вместе образуют пакет N информационных сигналов. N информационных сигналов каждого пакета передаются одновременно через N антенн 7-1 – 7-N передачи – по одному сигналу через антенну соответствующего канала передачи.

Заявляемое изобретение осуществляют на устройстве приема многокомпонентного сигнала с N каналами передачи и М каналами приема по первому варианту фиг.4, 5 и 7, по второму варианту – фиг.4, 6 и 7.

Принимают сигнал (см. фиг.4) через М приемных антенн 8-1 – 8-М, каждая из которых является входом соответствующего канала 9-1 – 9-М приема. В каждом из М каналов 9-1 – 9-М приема выполняют функции обработки сигнала на радиочастоте, синхронизации, а также перенос в область видеочастот и преобразование в цифровую форму. При этом для простоты изложения в структурной схеме устройства сигналы синхронизации не показаны. Однако имеется в виду, что в заявляемом устройстве приема многокомпонентного сигнала синхронизацию выполняют по сигналам синхронизации, которые формируются в каналах приема по специально передаваемым для этой цели пилот-сигналам (преамбулам). Эти сигналы соответственно поступают на соответствующие входы блоков, узлов и элементов заявляемого устройства.

На выходе каждого из М каналов 9-1 – 9-М приема формируется принимаемый сигнал, как комплексное число х, модуль которого отражает амплитуду, а аргумент – фазу данного сигнала.

В процессе дальнейшей обработки сигнала совокупность принимаемых сигналов М каналов 9-1 – 9-М приема рассматривается, как М-мерный комплексный вектор принимаемого многокомпонентного сигнала x=[x₁,…,x_M]^T.

Сформированный таким образом вектор х принимаемого многокомпонентного сигнала поступает по шине данных на первый вход блока 11 демодуляции и на вход блока 10 оценки канала.

На второй и третий входы блока 11 демодуляции многокомпонентного сигнала поступают, соответственно, оценки комплексных коэффициентов передачи сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн и оценки значений дисперсии шума каналов приема, сформированные в блоке 10 оценки канала.

Рассмотрим фиг.7, на которой выполнена структурная схема блока 10 оценки канала, она приведена как пример выполнения.

В системе связи MIMO для оценки канала используют пилот-сигналы или преамбулы, которые используются также для синхронизации, когерентной демодуляции. На приемной стороне известны соответствующие символы модуляции, а также моменты времени и номера антенн, с которых они передаются.

Таким образом, используя пилот-сигналы или преамбулы, в узле 29 оценки канальной матрицы оценивают коэффициенты передачи h_ij сигнала при его распространении от j-й передающей к i-й приемной антенне В процессе дальнейшей обработки многокомпонентного сигнала совокупность коэффициентов передачи пространственных каналов h_i,j рассматривается, как комплексная канальная матрица Н.

Способы оценки канальной матрицы известны из литературы (см., например, Jiun Siew, Robert Piechocki, Andrew Nix, and Simon Armour, “A Channel Estimation Method for MIMO-OFDM Systems,” Centre for Communications Research, University of Bristol [15]; Y. Li, “Simplified 5 channel estimation for OFDM systems with multiple transmit antennas,” IEEE Trans. Wireless Comm., vol.1, no.1, pp.67-75, Jan. 2002 [16]; Torbjorn Ekman, “Analysis of the LS Estimation Error on a Rayleigh Fading Channel,” Signals and Systems, Uppsala University, PO Box 528, SE-751 20 Uppsala, Sweden, te@signal.uu.se [17]).

В узле 30 оценки дисперсии выполняют оценку дисперсии шума каналов приема известными методами оценивания статистических параметров случайных процессов.

Например, в системе MIMO с N=4 передающими и М приемными антеннами возможен вариант передачи пилот-сигналов, представленный временной диаграммой фиг.8. При этом пилот-сигналы P_n(k) – известные приемной стороне символы модуляции, передаваемые с каждой из N передающих антенн на конечных временных интервалах, где n – номер антенны, k – номер дискретного временного интервала. С целью исключения взаимных помех пилот-сигналы различных передающих антенн разделены во времени. Для этого случая оценку дисперсии шума для k-й приемной антенны формируют, как

где n_k – номер антенны, с которой передается пилот-сигнал на k-м дискретном временном интервале,

x_m(k)- сигнал, принятый m-й приемной антенной на k-м дискретном временном интервале,

h_m,n(k) – оценка коэффициента передачи канала распространения между n-й передающей и m-й приемной антеннами на k-м временном интервале,

K – количество дискретных интервалов на периоде оценивания.

Обычно приемные антенны находятся примерно в одинаковых условиях относительно шума и помех. Поэтому в большинстве случаев значения дисперсии шума всех М каналов приема одинаковы, и при дальнейшем рассмотрении будем полагать

Таким образом, на выходе узла 29 оценки канальной матрицы и соответственно первом выходе блока 10 оценки канала формируется сигнал оценки комплексных коэффициентов передачи сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн.

На выходе узла 30 оценки дисперсии и, соответственно, втором выходе блока 10 оценки канала формируется сигнал оценки значений дисперсии шума каналов приема.

В блоке 11 демодуляции (фиг.4), в узле 13 формирования вектора принимаемого сигнала М-мерный вектор х, поступивший с первого (сигнального) входа блока 11 демодуляции, преобразуется к 2М-мерному действительному вектору в соответствии с формулой (8). То есть действительные части элементов х образуют М первых элементов, а соответственно, мнимые части элементов х образуют М последних элементов вектора . Выходной сигнал узла 13 формирования вектора принимаемого сигнала поступает на первый вход узла 15 оценки модифицированных символов модуляции.

Узел 14 преобразования канальной матрицы может быть выполнен в 2 вариантах – оценивания мо минимуму среднеквадратической ошибки и оценивания методом обращения в нуль (zero forcing). В узле 14 преобразования канальной матрицы выполняют следующую последовательность операций.

1) Комплексно-значную канальную матрицу Н преобразуют к реально-значной матрице Н_r. по формуле (10).

2а) При оценивании методом минимума среднеквадратической ошибки полученную матрицу Н_r расширяют в соответствии с формулой (11), получая канальную матрицу

2b) При оценивании методом обращения в нуль (zero forcing) в дальнейших операциях используют нерасширенную матрицу, то есть

3) По матрице формируют матрицу Т редукции базиса решетки. При этом может быть использован, например, известный алгоритм Lenstra-Lenstra-Lovasz (LLL) [6], [12].

4) С использованием матриц и Т формируют модифицированную канальную матрицу

Таким образом, узел 14 преобразования канальной матрицы формирует на первом выходе модифицированную канальную матрицу G, которая поступает на второй вход узла 15 оценки модифицированных символов модуляции, а на втором выходе формирует матрицу Т, которая поступает на второй вход узла 16 квантования и первый вход узла 19 формирования кандидатских векторов.

В узле 15 оценки модифицированных символов модуляции, на первый вход которого поступает вектор принимаемого сигнала, а на второй вход – модифицированная канальная матрица G, формируют вектор оценок модифицированных символов модуляции.

При этом используют формулу (12), если оценивают методом минимума среднеквадратической ошибки. При оценивании методом обращения в нуль (zero forcing) используют формулу

Сформированный вектор оценок модифицированных символов модуляции с выхода узла 15 поступает на первый вход узла 16 квантования, на второй вход которого поступила матрица Т редукции базиса решетки.

В узле 16 квантования выполняют квантование элементов вектора . В отличие от способа-прототипа используется многовариантное квантование, то есть в процессе квантования для каждого элемента вектора выбирается не одна, а несколько квантованных значений (в представленном здесь варианте реализации, по меньшей мере, два квантованных значения). На первом выходе узел 16 квантования формирует вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, на втором выходе – по меньшей мере, еще один (второй) вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, а на третьем и четвертом выходах – соответственно, по меньшей мере, два вектора со значениями соответствующих погрешностей квантования, второй, третий и четвертый выходы элемента 24 квантования являются соответственно вторым, третьим и четвертым выходами узла 16 квантования.

Из полученных квантованных значений в узле 19 формирования кандидатских векторов формируют K (множество) кандидатских векторов. При этом сначала формируют кандидатские векторы в пространстве модифицированных символов модуляции, а затем их преобразуют к пространству исходных символов модуляции.

Поскольку заявляемое изобретение (варианты) предусматривает два варианта выполнения квантования, рассмотрим их подробнее, при этом рассмотрим в сочетании с операцией формирования кандидатских векторов.

Квантование элементов вектора по первому варианту и формирование кандидатских векторов осуществляют следующим образом (фиг.4 и 5).

Элемент 21 памяти (фиг.5) содержит множество реально-значных векторов символов модуляции. Данные векторы формируют в соответствии с выбранным видом модуляции, следующим образом.

Из символов s выбранного вида модуляции формируют всевозможные сочетания по N символов модуляции, как векторы s_i(i=1,…,m^N). Например, при модуляции QPSK (m=4) символы модуляции принимают значения из множества {-1+1j, -1-1j, 1+1j, 1-1j}.

При N=2 передающих антеннах элемент памяти содержит m^N=16 всевозможных 2-мерных векторов

Каждый вектор s из данного множества преобразуют к реально-значному вектору по формуле формируя таким образом множество реально-значных векторов символов модуляции, которое обозначим, как . Векторы данного множества записывают заранее в элемент 21 памяти. Поэтому сигнал записи векторов символов модуляции на вход элемента памяти показан на фиг.5 как внутренний сигнал узла квантования (т.е. сигнал предварительной записи). Однако возможно периодическое обновление записи векторов символов модуляции по сигналам синхронизации, которые, безусловно, в устройстве приема присутствуют. Но для концентрации внимания на изложении сути изобретения (основных соединений между блоками, узлами и элементами, непосредственно касающихся изобретения), с целью разгрузки иллюстрирующих изобретение фигур, соединения сигналов синхронизации не показаны на чертежах.

Со второго входа узла квантования сигнал (матрица Т) поступает на вход элемента 20 инверсии матрицы, который осуществляет инверсию Т^-1 матрицы редукции базиса решетки.

Выходной сигнал элемента 20 инверсии матрицы поступает на второй вход умножителя 22. По этому сигналу умножитель 22 считывает из элемента памяти векторы символов модуляции, которые поступают на его первый вход. В умножителе 22 каждый вектор из множества символов модуляции умножают слева на инверсию матрицы T^-1 редукции базиса решетки: и таким образом формируют множество всевозможных векторов модифицированных символов модуляции (обозначенное далее как Z). Векторы множества Z с выхода умножителя 22 поступают на вход формирователя 23 квантованных значений.

В формирователе 23 квантованных значений из первых элементов всех векторов множества Z формируют Y₁ – 1-е множество допустимых квантованных значений модифицированных символов модуляции, включая в это множество по одному экземпляру каждого из различных значений первых элементов векторов zZ.

Аналогично формируют Y₂ – 2-е множество допустимых квантованных значений модифицированных символов модуляции из вторых элементов всех векторов множества Z, и так далее. То есть, таким образом, формируют каждое n-е множество Y_n допустимых квантованных значений модифицированных символов модуляции из n-х элементов всех векторов множества Z при n=1,…2N.

Сформированные множества Y₁,…Y_2N с выходов формирователя 23 допустимых квантованных значений поступают на вторые входы элемента 24 квантования, на первый вход которого поступает вектор оценок модифицированных символов модуляции.

В элементе 24 квантования для каждого n-го элемента , вектора определяют, по меньшей мере, по два квантованных значения (y_Q1)_n и (y_Q2)_n, как два значения из множества Y_n, обеспечивающие наименьшие значения абсолютной погрешности квантования, определяемой как разность между квантованным и неквантованным значением, то есть

где Y’_n множество Y_n после исключения из него значения (y_Q1)_n,

– значения абсолютной погрешности квантования, соответствующие квантованным значениям (y_Q1)_n и (y_Q2)_n.

Таким образом, определяют два вектора квантованных значений

y_Q1=[(y_Q1)₁,…(y_Q1)_2N]^T и y_Q2=[(y_Q2)₁,…(y_Q2)_2N]^T

и два соответствующих вектора погрешностей квантования:d₁=[d_1,1,…d_1,2N]^T и d₂=[d_2,1,…d_2,2N]^T.

Данные векторы квантованных значений и соответствующих погрешностей квантования являются результатом операции квантования.

Векторы y_Q1, у_Q2 квантованных значений и векторы соответствующих погрешностей квантования d₁, d₂ поступают, соответственно, на первый, второй, третий и четвертый выходы элемента 24 квантования, которые одновременно являются первым, вторым, третьим и четвертым выходами узла 16 квантования.

С выхода узла 16 векторы квантованных значений и векторы соответствующих погрешностей квантования поступают соответственно на второй, третий, четвертый и пятый входы узла 19 формирования кандидатских векторов.

В узле 19 формирования кандидатских векторов определяют К векторов u с наименьшими значениями погрешности квантования. Это выполняют, например, следующим образом.

Из векторов у_Q1, и у_Q2 квантованных значений формируют всевозможные векторы u, у которых каждый n-й элемент u_n принимает одно из двух значений {(у_Q1)_n, (у_Q2)_n}, где (у_Q1), (y_Q2) – n-е элементы векторов у_Q1 и y_Q2 соответственно.

Для каждого из сформированных таким образом векторов u формируют соответствующее значение погрешности квантования D(u). Причем погрешность квантования определяют, как любую монотонную функцию (например, квадрат) от эвклидова расстояния между вектором вектором u.

Возможны и другие варианты определения погрешности квантования, например, как суммарной абсолютной погрешности:

Из векторов u выбирают К<=m^N векторов, для которых значения погрешности квантования D(u) минимальны.

Каждый из К полученных векторов u умножают слева на матрицу Т, то есть r=Tu.

Элементы полученных векторов r, которые не принадлежат множеству всевозможных значений квадратурных компонент символов выбранного вида модуляции, заменяют наиболее близким по величине значением из данного множества. Для многих видов модуляции, имеющих равномерную сетку допустимых значений квадратурных компонент символов модуляции, эта операция может быть выполнена, как операция ограничения в соответствии с формулой

где i=1,…2N, a_max и a_max максимальное и, соответственно, минимальное значение из всевозможных значений a квадратурных компонент символов модуляции. Таким образом, формируют множество действительных (реально-значных) кандидатских векторов.

Каждый из полученных таким образом действительных кандидатских векторов r преобразуют в кандидатский вектор по формуле

где r1, r2 – N-мерные векторы, составленные из первой и второй половины элементов кандидатского вектора r соответственно, – мнимая единица.

Сформированные, таким образом, К кандидатских векторов поступают на выход узла формирования кандидатских векторов 19.

Квантование и формирование кандидатских векторов по второму варианту (фиг.4 и 6) осуществляют следующим образом.

Элемент 25 памяти (фиг.6) содержит предварительно записанные в него коэффициент масштабирования и величину сдвига b символов модуляции. Поэтому сигнал записи на вход элемента 25 памяти показан на фиг.6 как внутренний сигнал узла квантования (т.е. сигнал предварительной записи). Однако возможно периодическое обновление записи по сигналам синхронизации, которые, безусловно, в устройстве приема присутствуют, но для простоты изложения не показаны на чертежах.

Значения и b зависят от вида модуляции и определяются по множеству возможных значений квадратурных компонент символов модуляции а. Значения и b выбираются таким образом, чтобы в результате линейного преобразования a’=a+ множество преобразованных значений а’ квадратурных компонент символов модуляции представляло последовательность целых чисел, в которой каждое последующее целое число на единицу больше, чем предыдущее.

Например, множество всевозможных значений квадратурных компонент а символов модуляции 16QAM представляет собой {-3, -1, 1, 3}. При =0.5 и b=0.5 линейное преобразование a’=a+ приводит данное множество к множеству: {-1, 0, 1, 2}. Такое преобразование позволяет квантование значений элементов вектора заменить округлением элементов преобразованного вектора у до ближайшего целого числа.

В формирователе 26 вектора сдвига по сигналам, поступившим на его первый и второй входы (соответственно со второго входа узла квантования и первого выхода элемента 25 памяти), формируют вектор b сдвига по формуле b=T^-11, где 1 – это 2N-мерный вектор единиц. Сформированный вектор сдвига b с выхода формирователя 26 вектора сдвига поступает на второй вход элемента 27 линейного преобразования, на первый вход которого поступает коэффициент масштабирования со второго выхода элемента 25 памяти, а на третий вход – значения элементов вектора с первого входа узла 16 квантования.

В элементе 27 линейного преобразования формируют преобразованный вектор у оценок модифицированных символов модуляции по формуле: у=·z+b.

Преобразованный вектор у оценок модифицированных символов модуляции с выхода элемента 27 линейного преобразования поступает на вход элемента 28 округления.

В элементе 28 округления

– выполняют округление каждого из элементов полученного вектора у до ближайшего целого числа, определяя, таким образом, вектор у_Q1 первых квантованных значений, и определяют вектор d₁ соответствующих значений ошибки квантования по формулам:

y_Q1=round(y),

– определяют второй вектор квантованных значений у_Q2, а также второй вектор d₂ соответствующих значений ошибки квантования, по формулам: y_Q2=y_Q1-sign(y_Q1–y),

где .

Векторы y_Q1, y_Q2, d₁, d₂ являются результатами операции квантования.

Векторы квантованных значений y_Q1, y_Q2 и векторы d₁, d₂ соответствующих погрешностей квантования поступают соответственно с первого, второго, третьего и четвертого выходов элемента 28 округления на первый, второй, третий и четвертый выходы узла 16 квантования.

С первого, второго, третьего и четвертого выходов узла 16 квантования векторы квантованных значений y_Q1, y_Q2 и векторы d₁, d₂ соответствующих погрешностей квантования поступают соответственно на второй, третий, четвертый и пятый входы узла 19 формирования кандидатских векторов.

В узле 19 формирования кандидатских векторов определяют К векторов u, имеющих наименьшие значения суммарной погрешности квантования. Это выполняют с использованием векторов квантованных значений y_Q1, y_Q2 и векторов d₁, d₂ соответствующих погрешностей квантования аналогично соответствующей процедуре, описанной для первого варианта способа. Из сформированных К векторов u формируют кандидатские векторы путем выполнения следующих операций.

1) Каждый вектор u квантованных оценок модифицированных символов модуляции преобразуют по формуле

2) Выполняют операцию ограничения элементов каждого из полученных векторов r в соответствии с формулой (27) и формируют, таким образом, действительные кандидатские векторы r.

3) Каждый из полученных таким образом действительных кандидатских векторов r преобразуют в кандидатский вектор v по формуле (28).

Сформированные, таким образом, K кандидатских векторов поступают на выход узла 19 формирования кандидатских векторов, с выхода которого поступают соответственно на первый вход узла 18 оценки двоичных символов (фиг.4), на второй вход которого поступил сигнал с первого сигнального входа блока 11 демодуляции, на третий вход поступил сигнал оценки канальной матрицы, на четвертый вход – сигнал оценки значений дисперсии шума каналов приема.

В узле 18 оценки двоичных символов, используя K сформированных кандидатских векторов, оценивают последовательность двоичных символов информационного сообщения.

Возможны два варианта работы узла 18 оценки двоичных символов. Первый вариант аналогичен прототипу и состоит в формировании только жестких оценок двоичных символов. Он подходит для случаев жесткого декодирования или полного отсутствия кодирования в системе связи. Однако и в этом варианте заявляемый способ дает существенный выигрыш относительно прототипа.

Второй вариант включает формирование мягких оценок двоичных символов. Данный вариант позволяет получить наиболее высокую помехоустойчивость связи.

В первом варианте последовательность двоичных символов передаваемого информационного сообщения оценивают таким образом, что формируют вектор оценок N символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, как кандидатский вектор, для которого решающая функция минимальна, то есть

где – норма вектора.

После этого выполняют демодуляцию вектора оценок N символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, в соответствии с заданным видом модуляции, формируя, таким образом, оценки двоичных символов передаваемого информационного сообщения.

Во втором варианте последовательность двоичных символов передаваемого информационного сообщения оценивают таким образом, что формируют мягкие оценки двоичных символов информационного сообщения, причем мягкую оценку B_n,i i-го двоичного символа, передаваемого с помощью n-го информационного сигнала, формируют, как:

где х – комплексный вектор принимаемого сигнала, s – символ модуляции, v_k,j – j-й элемент k-го кандидатского вектора v_k, , – взаимоисключающие подмножества множества символов модуляции, которым соответствует i-й двоичный символ равный +1 и -1 соответственно, ² – дисперсия помехи каждой из М компонент многокомпонентного сигнала, h_n – n-й столбец комплексной канальной матрицы Н,

формируют жесткие оценки двоичных символов информационного сообщения, причем жесткую оценку b каждого двоичного символа формируют по мягкой оценке В данного символа по формуле

сформированные жесткие и мягкие оценки двоичных символов соответственно с первого и второго выходов узла оценки двоичных символов поступают соответственно на первый и второй выходы блока 11 демодуляции.

С первого и второго выходов блока 11 демодуляции жесткие и мягкие оценки двоичных символов поступают соответственно на первый и второй входы блока 12 принятия решения.

В блоке 12 принятия решения по сформированным жестким и мягким оценкам двоичных символов принимают решение о переданном информационном сообщении путем выполнения операций, обратных тем, что выполнялись в блоке кодирования передатчика. Например, если в блоке кодирования выполнялось кодирование и перемежение потока двоичных символов исходного сообщения, то в блоке принятия решения выполняют деперемежение и декодирование потока двоичных символов с использованием полученных жестких и мягких оценок двоичных символов, восстанавливая, таким образом, поток двоичных символов переданного сообщения. Выходной сигнал блока 12 принятия решения является выходным сигналом устройства.

Для оценки характеристик помехоустойчивости приема способом заявляемого изобретения было выполнено компьютерное моделирование. При этом оценивалась зависимость частоты битовых ошибок BER (bit error rate) от E_B/N₀ – отношения энергии бита сигнала E_B к спектральной плотности мощности шума N₀. Данная зависимость оценивалась для способа заявляемого изобретения, способа прототипа, алгоритма максимального правдоподобия (MLA) и алгоритма минимума среднеквадратической ошибки (MMSE).

Условия моделирования. Количество передающих и приемных антенн N=4, M=4. Вид модуляции QPSK. Сверточное кодирование с параметрами К=9, скорость кодирования 1/2, размер кодового блока 192 бит. Канал связи с белым Гауссовским шумом и Релеевским федингом, при этом канальная матрица Н представляет собой множество независимых комплексных случайных величин с Гауссовским распределением нулевым средним и единичной дисперсией.

Результаты представлены графически на фиг.9. Из графиков видно, что прототип имеет преимущество по помехоустойчивости относительно MMSE только в области высоких значений отношения сигнала к шуму (Е_В/N₀>=6 дБ).

Видно также существенное преимущество по помехоустойчивости способа заявляемого изобретения. На уровне BER=0,001 энергетический выигрыш относительно прототипа составляет 6 дБ.

Данное преимущество достигается за счет многовариантного квантования и формирования нескольких кандидатских векторов, а также за счет мягкого декодирования, выполняемого с использованием сформированных метрик мягких решений.

L·2^LN·O(N³) – для алгоритма максимального правдоподобия,

O(N³·M+N⁴)+K·2^L·L·O(M·N²+M·N) – для предлагаемого способа,

О(N³·M+N⁴) – для прототипа,

где N, М – количество передающих и приемных антенн соответственно, К – количество кандидатских векторов заявляемого способа, L – количество бит на символ модуляции, выражение O(n^km^p) обозначает полиномиальную функцию от n и m, причем n^km^p определяет слагаемое полинома наивысшей степени.

Из данных оценок видно, что алгоритм MLA имеет наиболее высокую – экспоненциальную относительно L и N – сложность. Предлагаемый алгоритм имеет более низкую сложность – полиномиальную относительно количества антенн.

Количество кандидатских векторов К определяет качество демодуляции заявляемого способа, но при этом, как правило, выполняется условие К=2^LN, где 2^LN – множество векторов поиска решения методом MLA. Поэтому сложность предлагаемого алгоритма существенно ниже сложности MLA. Сложность предлагаемого алгоритма превышает вычислительную сложность прототипа на величину К·2^L·L·O(M·N²+M·N), которая определяется операциями формирования кандидатских векторов и метрик мягких решений.

Грубая оценка количества операций комплексного умножения, необходимых для демодуляции пакета одновременно передаваемых информационных сигналов, при N_T=N_R=4, L=4 (модуляция 16-QAM), К=12, дает следующий результат.

Данный пример показывает, что в системе с 4 приемными и передающими антеннами при использовании модуляции 16-QAM алгоритм MLA должен выполнить очень большое количество операций комплексного умножения: 5200000. В то же время, для реализации предлагаемого изобретения необходимое количество аналогичных операций существенно ниже 76000, что существенно снижает сложность реализации.

Таким образом, способ и устройство заявляемого изобретения могут быть использованы в системе связи MIMO.

Этим не ограничиваются возможности использования данного предлагаемого изобретения. Например, для каналов связи с широкой полосой, где возникает проблема частотной селективности, весьма переспективным является использование технологии MIMO в сочетании с ортогональным частотным разделением (OFDM – orthogonal frequency-division multiplexing) (см. стандарт для систем радиосвязи IEEE Р802.16-REVd/D5-2004 Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems, 2004 [19]). В этом случае алгоритм демодуляции, соответствующий представленному способу приема многокомпонентного сигнала, используется в каждом из ортогональных частотных подканалов. При этом в приемном устройстве блок 11 демодуляции (фиг.2) реализуется в канале каждой из поднесущих частот.

Таким образом, заявляемая группа изобретений – способ и устройство (варианты) позволяет,

во-первых, повысить помехоустойчивость приема, так как выбор нескольких векторов квантованных оценок позволяет компенсировать ошибки детектирования, связанные с квантованием при высоком уровне шума;

во-вторых, дает возможность сформировать метрики для эффективного мягкого декодирования двоичных символов передаваемого сообщения и тем самым получить наиболее высокую помехоустойчивость. В целом, при относительно невысокой сложности реализации алгоритм позволяет реализовать помехоустойчивость, весьма близкую к помехоустойчивости оптимального алгоритма (алгоритма максимального правдоподобия).

Поэтому заявляемая группа изобретений, созданных в едином изобретательском замысле, позволяет повысить помехоустойчивость приема многокомпонентного сигнала, как в системе радиосвязи без кодирования, так и в системе радиосвязи с кодированием при мягком и жестком декодировании.

Формула изобретения

1. Способ приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема, в котором каждая из М компонент многокомпонентного сигнала, принимаемая по соответствующему ей каналу приема, представляет собой аддитивную смесь N информационных сигналов, каждый из которых передан по соответствующему ему каналу передачи, и помехи, при этом каждый из N информационных сигналов соответствует L двоичным символам переданного информационного сообщения, принимает одно из m=2^L значений, соответствующих m символам выбранного вида модуляции, и входит в каждую из М компонент многокомпонентного сигнала с весовым коэффициентом, отражающим коэффициент передачи пространственного канала, образованного каналом передачи этого информационного сигнала и каналом приема данной компоненты многокомпонентного сигнала, причем считают, что коэффициенты передачи пространственных каналов и значения дисперсии помех М каналов приема известны или предварительно оценены, заключающийся в том, что формируют вектор принимаемого многокомпонентного сигнала, формируют канальную матрицу используя коэффициенты передачи пространственных каналов, таким образом, что между вектором принимаемого многокомпонентного сигнала и канальной матрицей выполняется соотношение

где – вектор символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам,

– -вектор помех М каналов приема,

преобразуют канальную матрицу в матрицу G, характеризующуюся заведомо низким числом обусловленности, для чего путем редукции базиса решетки матрицы формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, и формируют модифицированную канальную матрицу G, как произведение определяют вектор z модифицированных символов модуляции как и оценивают его, используя канальную матрицу G и вектор принимаемого сигнала, формируя таким образом вектор оценок модифицированных символов модуляции, используя вектор оценок модифицированных символов модуляции и матрицу Т, формируют К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, где Km^N, для чего выполняют квантование вектора оценок модифицированных символов модуляции, определяя для каждого элемента этого вектора квантованные значения, как модифицированные символы модуляции, формируя из этих квантованных значений векторы u, каждый из которых представляет собой совокупность квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и определяют К векторов u с наименьшими значениями погрешности квантования, каждый из К векторов u умножают слева на матрицу Т, формируя вектор r

r=Tu,

элементы полученных векторов r, которые не принадлежат множеству всевозможных значений квадратурных компонент символов выбранного вида модуляции, заменяют наиболее близким по величине значением из данного множества, формируя, таким образом, К действительных кандидатских векторов r, каждый из полученных К действительных кандидатских векторов преобразуют в кандидатский вектор по формуле

v=r1+j·r2,

где r1, r2 – N-мерные векторы, составленные из первой и второй половины элементов кандидатского вектора r, соответственно, – мнимая единица, используя К сформированных кандидатских векторов, оценивают последовательность двоичных символов, и по результатам оценки принимают решение о переданном информационном сообщении.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что вектор принимаемого сигнала формируют, принимая каждую из М компонент многокомпонентного сигнала, определяя для каждой из них комплексное число, модуль которого отражает амплитуду, а аргумент – фазу данной компоненты, формируя из данных комплексных чисел М-мерный комплексный вектор х принимаемого сигнала, и преобразуя данный вектор к 2М-мерному вектору принимаемого сигнала по формуле

где Re х, Im х – векторы, образованные из действительных и мнимых частей элементов вектора х, соответственно.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что канальную матрицу формируют таким образом, что из коэффициентов h_i,j передачи пространственных каналов, каждый из которых представляет собой комплексное число, с модулем и аргументом, отражающими изменение, соответственно, амплитуды и фазы j-го информационного сигнала, принимаемого в 1-м канале приема, при его распространении по соответствующему пространственному каналу, формируют комплексную канальную матрицу Н, которую преобразуют в канальную матрицу по формуле

где ReH и ImH – матрицы, образованные, соответственно, из действительных и мнимых частей элементов матрицы Н.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, что при преобразовании канальной матрицы в матрицу G перед редукцией базиса решетки матрицу расширяют, дополняя снизу матрицей I, где ² – дисперсия помехи каждого из М каналов приема, I – единичная диагональная матрица размерности 2N×2N.

5. Способ по п.1, отличающийся тем, что вектор оценок модифицированных символов модуляции формируют по формуле

где(.)^-1 – символ инверсии матрицы, (.)’ – символ транспонирования.

6. Способ по п.1, отличающийся тем, что вектор оценок модифицированных символов модуляции формируют по формуле

где (.)^-1 – символ инверсии матрицы, (.)’ – символ транспонирования, – вектор принимаемого сигнала, расширенный снизу 2М-мерным вектором нулей 0.

7. Способ по п.1, отличающийся тем, что при формировании К кандидатских векторов погрешность квантования вектора оценок модифицированных символов модуляции определяют, как эвклидово расстояние между векторами квантованных и неквантованных оценок.

8. Способ по п.1, отличающийся тем, что последовательность двоичных символов информационного сообщения оценивают таким образом, что формируют вектор оценок N символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, как вектор v из К кандидатских векторов, для которого решающая функция минимальна, то есть

где – норма вектора,

выполняют демодуляцию вектора оценок N символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, в соответствии с заданным видом модуляции, формируя таким образом оценки двоичных символов передаваемого информационного сообщения.

9. Способ по п.1, отличающийся тем, что последовательность двоичных символов передаваемого информационного сообщения оценивают таким образом, что формируют мягкие оценки двоичных символов информационного сообщения, причем мягкую оценку В_n,i i-го двоичного символа, передаваемого с помощью n-го информационного сигнала, формируют, как

,

где x – комплексный вектор принимаемого сигнала, s – символ модуляции, _k,j – j-й элемент k-го кандидатского вектора _k, , – взаимоисключающие подмножества множества символов модуляции, которым соответствует i-й двоичный символ равный +1 и -1, соответственно, ² – дисперсия помехи каждой из М компонент многокомпонентного сигнала, h_n – n-й столбец комплексной канальной матрицы Н, формируют жесткие оценки двоичных символов информационного сообщения, причем жесткую оценку b каждого двоичного символа формируют по мягкой оценке В данного символа по формуле

сформированные мягкие и жесткие оценки двоичных символов, используют как результат оценки.

10. Способ по п.1, отличающийся тем, что решение о переданном информационном сообщении принимают путем деперемежения и декодирования потока двоичных символов с использованием полученных жестких и мягких оценок двоичных символов, восстанавливая, таким образом, поток двоичных символов переданного сообщения.

11. Способ приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема, в котором каждая из М компонент многокомпонентного сигнала, принимаемая по соответствующему ей каналу приема, представляет собой аддитивную смесь N информационных сигналов, каждый из которых передан по соответствующему ему каналу передачи, и помехи, при этом каждый из N информационных сигналов соответствует L двоичным символам переданного информационного сообщения, принимает одно из m=2^L значений, соответствующих m символам выбранного вида модуляции, и входит в каждую из М компонент многокомпонентного сигнала с весовым коэффициентом, отражающим коэффициент передачи пространственного канала, образованного каналом передачи этого информационного сигнала и каналом приема данной компоненты многокомпонентного сигнала, причем считают, что коэффициенты передачи пространственных каналов и значения дисперсии помех М каналов приема известны или предварительно оценены, заключающийся в том, что формируют вектор принимаемого многокомпонентного сигнала, формируют канальную матрицу , используя коэффициенты передачи пространственных каналов, таким образом, что между вектором принимаемого многокомпонентного сигнала и канальной матрицей выполняется соотношение

где – вектор символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, – вектор помех М каналов приема, преобразуют канальную матрицу , в матрицу G, характеризующуюся заведомо низким числом обусловленности, для чего путем редукции базиса решетки матрицы формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, и формируют модифицированную канальную матрицу G, как произведение определяют вектор z модифицированных символов модуляции как и оценивают его, используя канальную матрицу G и вектор принимаемого сигнала, формируя, таким образом, вектор оценок модифицированных символов модуляции, используя вектор оценок модифицированных символов модуляции и матрицу Т, формируют К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, где Кm^N, для чего определяют множество всевозможных значений квадратурных компонент символов выбранного вида модуляции и для них определяют коэффициент масштабирования и величину сдвига таким образом, чтобы в результате линейного преобразования каждого элемента а этого множества а’=а+ множество преобразованных значений а’ представляло последовательность целых чисел, в которой каждое последующее целое число на единицу больше, чем предыдущее, вычисляют вектор сдвига для вектора оценок модифицированных символов модуляции по формуле

b=T^-11,

где 1 – 2N-мерный вектор единиц,

используя коэффициент масштабирования и вектор сдвига b, выполняют линейное преобразование вектора оценок модифицированных символов модуляции по формуле

получая вектор у, выполняют округление каждого из элементов полученного вектора у до ближайшего целого числа, определяя, таким образом, вектор первых квантованных значений

y_Q1=round(y),

и определяют вектор соответствующих значений ошибки квантования

d₁=y_Q1–y,

определяют второй вектор квантованных значений,

y_Q2=y_Q1-sign(d₁),

а также второй вектор соответствующих значений ошибки квантования

d₂=y_Q2–y,

используя векторы квантованных значений y_q1, y_Q2, и векторы d₁, d₂ соответствующих ошибок квантования, формируют различные векторы u, каждый из которых представляет собой совокупность квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и определяют К векторов u, имеющих наименьшие значения суммарной погрешности квантования, каждый из К векторов и преобразуют по формуле

элементы полученных векторов r, которые не принадлежат множеству всевозможных значений квадратурных компонент символов выбранного вида модуляции, заменяют наиболее близким по величине значением из данного множества, формируя, таким образом, К действительных кандидатских векторов, каждый из полученных таким образом К действительных кандидатских векторов преобразуют в кандидатский вектор по формуле

v=r1+j·r2,

где r1, r2 – N-мерные векторы, составленные из первой и второй половины элементов вектора r, – мнимая единица, используя К сформированных кандидатских векторов, оценивают последовательность двоичных символов, и по результатам оценки принимают решение о переданном информационном сообщении.

12. Способ по п.11, отличающийся тем, что вектор принимаемого сигнала формируют, принимая каждую из М компонент многокомпонентного сигнала, определяя для каждой из них комплексное число, модуль которого отражает амплитуду, а аргумент – фазу данной компоненты, формируя из данных комплексных чисел М-мерный комплексный вектор х принимаемого сигнала, и преобразуя данный вектор к 2М-мерному вектору принимаемого сигнала по формуле

где Rex, Imx – векторы, образованные из действительных и мнимых частей элементов вектора х, соответственно.

13. Способ по п.11, отличающийся тем, что канальную матрицу формируют таким образом, что из коэффициентов h_i,j передачи пространственных каналов, каждый из которых представляет собой комплексное число, с модулем и аргументом, отражающими изменение, соответственно, амплитуды и фазы j-го информационного сигнала, принимаемого в i-м канале приема, при его распространении по соответствующему пространственному каналу, формируют комплексную канальную матрицу Н, которую преобразуют в канальную матрицу по формуле

где ReH и ImH – матрицы, образованные, соответственно, из действительных и мнимых частей элементов матрицы Н.

14. Способ по п.11, отличающийся тем, что при преобразовании канальной матрицы в матрицу G перед редукцией базиса решетки матрицу расширяют, дополняя снизу матрицей I, где ² – дисперсия помехи каждого из М каналов приема, I – единичная диагональная матрица размерности 2N×2N.

15. Способ по п.11, отличающийся тем, что вектор оценок модифицированных символов модуляции формируют по формуле

где (.)^-1 – символ инверсии матрицы, (.)’ – символ транспонирования,

– вектор принимаемого сигнала, расширенный снизу 2М-мерным вектором нулей 0.

16. Способ по п.11, отличающийся тем, что при формировании К кандидатских векторов погрешность квантования вектора оценок модифицированных символов модуляции определяют, как эвклидово расстояние между векторами квантованных и неквантованных оценок.

17. Способ по п.11, отличающийся тем, что последовательность двоичных символов информационного сообщения оценивают таким образом, что формируют вектор оценок N символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, как вектор v из К кандидатских векторов, для которого решающая функция – минимальна, то есть

где – норма вектора,

выполняют демодуляцию вектора оценок N символов модуляции, соответствующих N информационным сигналам, в соответствии с заданным видом модуляции, формируя, таким образом, оценки двоичных символов передаваемого информационного сообщения.

18. Способ по п.11, отличающийся тем, что последовательность двоичных символов передаваемого информационного сообщения оценивают таким образом, что формируют мягкие оценки двоичных символов информационного сообщения, причем мягкую оценку B_n,i i-ro двоичного символа, передаваемого с помощью n-го информационного сигнала, формируют, как

где х – комплексный вектор принимаемого сигнала, s – символ модуляции, _k,j – j-й элемент k-го кандидатского вектора v_k, , – взаимоисключающие подмножества множества символов модуляции, которым соответствует i-й двоичный символ равный +1 и -1, соответственно, ² – дисперсия помехи каждой из М компонент многокомпонентного сигнала, h_n, – n-й столбец комплексной канальной матрицы Н, формируют жесткие оценки двоичных символов информационного сообщения, причем жесткую оценку b каждого двоичного символа формируют по мягкой оценке В данного символа по формуле

сформированные мягкие и жесткие оценки двоичных символов, используют как результат оценки.

19. Способ по п.11, отличающийся тем, что решение о переданном информационном сообщении принимают путем деперемежения и декодирования потока двоичных символов с использованием полученных жестких и мягких оценок двоичных символов, восстанавливая таким образом поток двоичных символов переданного сообщения.

20. Устройство приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема, содержащее М антенн и соответственно М каналов приема для приема многокомпонентного сигнала, блок оценки канала, блок демодуляции и блок принятия решения, при этом входы М антенн являются сигнальными входами устройства, а выходы соединены соответственно с входами М каналов приема, выходы которых соединены через шину данных с входом блока оценки канала и первым входом блока демодуляции, входы которых являются сигнальными входами, второй и третий входы блока демодуляции соединены соответственно с первым и вторым выходами блока оценки канала, формирующего на первом выходе сигнал оценки комплексных коэффициентов передачи многокомпонентного сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн, а на втором выходе – сигнал оценки значений дисперсии шума каналов приема, первый выход блока демодуляции, формирующего на первом выходе жесткую оценку двоичных символов информационного сообщения, соединен с первым входом блока принятия решения, выход которого является выходом устройства, блок демодуляции содержит узел формирования вектора принимаемого сигнала, узел преобразования канальной матрицы, узел оценки модифицированных символов модуляции, узел квантования, осуществляющий квантование элементов вектора оценок модифицированных символов модуляции и формирующий на первом выходе первый вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и узел оценки двоичных символов, при этом вход узла формирования вектора принимаемого сигнала является первым входом блока демодуляции, первый и второй входы узла преобразования канальной матрицы являются соответственно вторым и третьим входами блока демодуляции, выход узла формирования вектора принимаемого сигнала соединен с первым входом узла оценки модифицированных символов модуляции, второй вход которого соединен с первым выходом узла преобразования канальной матрицы, выход узла оценки модифицированных символов модуляции соединен с первым входом узла квантования, второй вход которого соединен со вторым выходом узла преобразования канальной матрицы, первый выход узла оценки двоичных символов является первым выходом блока демодуляции, отличающееся тем, что узел квантования содержит элемент инверсии матрицы, элемент памяти, умножитель, формирователь допустимых квантованных значений и элемент квантования, при этом первый вход элемента квантования является первым входом узла квантования, вход элемента инверсии матрицы является вторым входом узла квантования, выход элемента инверсии матрицы соединен с первым входом умножителя, второй вход которого соединен с выходом элемента памяти, выход умножителя соединен с входом формирователя допустимых квантованных значений, выходы которого соединены со вторыми входами элемента квантования, первый, второй, третий и четвертый выходы которого образуют соответственно первый, второй, третий и четвертый выходы узла квантования, формирующего на втором выходе второй вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, причем первый и второй векторы имеют наименьшие значения погрешности квантования, а на третьем и четвертом выходах формирующий соответственно, два вектора значений погрешностей квантования, второй, третий и четвертый выходы элемента квантования образуют соответственно второй, третий и четвертый выходы узла квантования, в блок демодуляции введен узел формирования кандидатских векторов, первый вход которого соединен со вторым выходом узла преобразования канальной матрицы, второй, третий, четвертый и пятый входы узла формирования кандидатских векторов соединены соответственно с первым, вторым, третьим и четвертым выходами узла квантования, выход узла формирования кандидатских векторов, формирующего на выходе К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, соединен с первым входом узла оценки двоичных символов, второй вход которого присоединен к первому входу блока демодуляции, третий и четвертый входы узла оценки двоичных символов присоединены соответственно ко второму и третьему входам блока демодуляции, второй выход узла оценки двоичных символов, формирующего на втором выходе мягкие оценки двоичных символов информационного сообщения, каждая из которых представляет меру достоверности оценки соответствующего двоичного символа, является вторым выходом блока демодуляции, который соединен со вторым входом блока принятия решения.

21. Устройство приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема, содержащее М антенн и соответственно М каналов приема для приема многокомпонентного сигнала, блок оценки канала, блок демодуляции и блок принятия решения, при этом входы М антенн являются сигнальными входами устройства, а выходы соединены соответственно с входами М каналов приема, выходы которых соединены через шину данных с входом блока оценки канала и первым входом блока демодуляции, входы которых являются сигнальными входами, второй и третий входы блока демодуляции соединены соответственно с первым и вторым выходами блока оценки канала, формирующего на первом выходе сигнал оценки комплексных коэффициентов передачи многокомпонентного сигнала при распространении от каждой из передающих к каждой из приемных антенн, а на втором выходе – сигнал оценки значений дисперсии шума каналов приема, первый выход блока демодуляции, формирующего на первом выходе жесткую оценку двоичных символов информационного сообщения, соединен с первым входом блока принятия решения, выход которого является выходом устройства, блок демодуляции содержит узел формирования вектора принимаемого сигнала, узел преобразования канальной матрицы, узел оценки модифицированных символов модуляции, узел квантования, осуществляющий квантование элементов вектора оценок модифицированных символов модуляции и формирующий на первом выходе первый вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, и узел оценки двоичных символов, при этом вход узла формирования вектора принимаемого сигнала является первым входом блока демодуляции, первый и второй входы узла преобразования канальной матрицы являются соответственно вторым и третьим входами блока демодуляции, выход узла формирования вектора принимаемого сигнала соединен с первым входом узла оценки модифицированных символов модуляции, второй вход которого соединен с первым выходом узла преобразования канальной матрицы, выход узла оценки модифицированных символов модуляции соединен с первым входом узла квантования, второй вход которого соединен со вторым выходом узла преобразования канальной матрицы, первый выход узла оценки двоичных символов является первым выходом блока демодуляции, отличающееся тем, что узел квантования содержит элемент памяти, формирователь вектора сдвига, элемент линейного преобразования и элемент округления, при этом первый вход формирователя вектора сдвига является вторым входом узла квантования, второй вход формирователя вектора сдвига соединен с первым выходом элемента памяти, второй выход которого соединен с первым входом элемента линейного преобразования, второй вход которого соединен с выходом формирователя вектора сдвига, третий вход элемента линейного преобразования является первым входом узла квантования, выход элемента линейного преобразования соединен со входом элемента округления, первый, второй, третий и четвертый выходы элемента округления образуют соответственно первый, второй, третий и четвертый выходы узла квантования, формирующего на втором выходе второй вектор квантованных оценок модифицированных символов модуляции, причем первый и второй векторы имеют наименьшие значения погрешности квантования, а на третьем и четвертом выходах формирующий соответственно два вектора значений погрешностей квантования, в блок демодуляции введен узел формирования кандидатских векторов, первый вход которого соединен со вторым выходом узла преобразования канальной матрицы, второй, третий, четвертый и пятый входы узла формирования кандидатских векторов соединены соответственно с первым, вторым, третьим и четвертым выходами узла квантования, выход узла формирования кандидатских векторов, формирующего на выходе К кандидатских векторов, каждый из которых представляет собой совокупность оценок N символов модуляции, соответствующих N переданным информационным сигналам, соединен с первым входом узла оценки двоичных символов, второй вход которого присоединен к первому входу блока демодуляции, третий и четвертый входы узла оценки двоичных символов присоединены соответственно ко второму и третьему входам блока демодуляции, второй выход узла оценки двоичных символов, формирующего на втором выходе мягкие оценки двоичных символов информационного сообщения, каждая из которых представляет меру достоверности оценки соответствующего двоичного символа, является вторым выходом блока демодуляции, который соединен со вторым входом блока принятия решения.

РИСУНКИ