Патент на изобретение №2349049

(54) СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЕМОДУЛЯЦИИ СИГНАЛОВ ГАЛИЛЕЯ С ПЕРЕМЕННОЙ БИНАРНОЙ СМЕЩЕННОЙ НЕСУЩЕЙ (ALTBOC)

(57) Реферат:

Изобретение относится к приемникам глобальной навигационной спутниковой системы (GNSS), которые работают со спутниковыми сигналами Галилея с переменной бинарной смещенной несущей (AltBOC). Технический результат заключается в упрощении демодуляции сигналов Галилея. Способ демодуляции сигнала с переменной бинарной смещенной несущей, содержащего, по меньшей мере, две поднесущие (Е5а, Е5b), каждая из которых имеет синфазную и квадратурную составляющую, промоделированные псевдослучайными кодами, причем квадратурные составляющие (E5aQ, E5bQ) промодулированы пилот-сигналами без передачи данных, а синфазные составляющие (Е5аI, Е5bI) промодулированы сигналами передачи данных, содержит следующие стадии: преобразование сигналов с переменной бинарной смещенной несущей в промежуточную частоту; фильтрацию преобразованных сигналов с помощью полосового фильтра и дискретизацию отфильтрованных сигналов; формирование фазы несущей и поворот фазы несущей дискретизированных сигналов в соответствии с указанной фазой несущей; корреляцию повернутых дискретизированных сигналов; формирование для каждой поднесущей (Е5а, Е5b) псевдослучайных бинарных кодов и фазы поднесущей, которые используют для корреляции повернутых дискретизированных сигналов. 2 н. и 9 з.п. ф-лы, 13 ил.

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится в широком смысле к приемникам глобальной навигационной спутниковой системы (GNSS), в частности к приемникам, которые работают со спутниковыми сигналами Галилея с переменной бинарной смещенной несущей (AltBOC).

Уровень техники

Приемники глобальной навигационной спутниковой системы (GNSS) такие, как приемники Галилея, определяют местоположение на основании сигналов, полученных с орбиты спутников с GNSS. Спутники системы GNSS передают сигналы, используя, по меньшей мере, одну несущую, при этом каждая несущая модулируется, по меньшей мере, двоичным псевдослучайным (PRN) кодом, состоящим из случайной последовательности единиц и нулей, которая периодически повторяется. Единицы и нули в PRN коде именуются «импульсами кода», и переходы в коде от единицы к нулю и от нуля к единице, которые происходят за «время импульса кода», именуются как «переходы импульсов кода». Каждый спутник с системой GNSS использует индивидуальный PRN код, и поэтому GNSS приемник может увязывать принятый сигнал с отдельным спутником путем определения содержания PRN кода в сигнале.

Приемник GNSS вычисляет разницу между временем передачи сигнала и временем получения сигнала приемником. Затем приемник вычисляет расстояние, или «псевдодистанцию» от спутника на основе соответствующей разницы во времени. Используя «псевдодистации», по меньшей мере, от четырех спутников, приемник определяет их глобальное местонахождение.

Чтобы определить разницу по времени, GNSS приемник синхронизирует локально сформированный PRN код с PRN кодом в принятом сигнале путем выравнивания импульсов кода в каждом из кодов. Затем GNSS приемник определяет, насколько локально сформированный PRN код сдвинут по времени относительно заданного синхронизированного PRN кода спутника во время передачи, и вычисляет соответствующую «псевдодистанцию». Чем ближе GNSS приемник совмещает локально сформированный PRN код с PRN кодом в принятом сигнале, тем более точно GNSS приемник может определить соответствующую разницу по времени и «псевдодистанцию», а также, в свою очередь, его глобальное местонахождение.

Операции синхронизации кода включают в себя обнаружение PNR кода спутника и отслеживание кода. Чтобы обнаружить PRN код, GNSS приемник производит ряд корреляционных измерений, которые разделены по времени с помощью элемента кода. После обнаружения GNSS приемник отслеживает принятый код. Это обычно производится с помощью корреляционных измерений «Early-Minus-Late» («Опережающих-минус-запаздывающих»), то есть измерений разницы между (i) корреляционным измерением, связанным с PRN кодом в принятом сигнале, и опережающим вариантом локально генерированного PRN кода, и (ii) корреляционным измерением, связанным с PRN кодом в принятом сигнале, и запаздывающим вариантом локального PRN кода. Затем GNSS приемник использует опережающие-минус-запаздывающие измерения в DLL (delay lock loop-автоматическая подстройка по задержке), при этом формируется сигнал ошибки, пропорциональный рассогласованию между локальным и принятым PRN кодами. Сигнал ошибки используется, в свою очередь, для управления генератором PRN кода, который сдвигает локальный PRN код с целью существенной минимизации сигнала ошибки DLL.

GNSS приемник также выравнивает несущую спутника с локальной несущей, используя корреляционные измерения, связанные с мгновенным вариантом локального PRN кода. Чтобы это выполнить, приемник использует фазовую подстройку частоты (PLL) при отслеживании несущей.

Стандартная линейная смещенная несущая (LOC) модулирует временную область сигнала с помощью синусоиды sin(₀t), которая сдвигает частоту сигнала в верхнюю боковую полосу и соответствующую нижнюю боковую полосу. ВОС модуляция выполняет сдвиг частоты, используя квадратную форму волны, или sign(sin(₀t)), и обычно обозначается как BOC(f_s,f_c), где f_s – частота поднесущей (квадратная форма волны) и f_c – это частота распределения импульсов кода. Для ясности коэффициенты 1,023 МГц обычно исключаются из обозначения, и ВОС (15,345 МГц, 10,23 МГц) модуляция обозначается ВОС (15, 10).

Модуляция временной области сигнала комплексной экспонентой е^j0 сдвигает частоту сигнала только в верхнюю боковую полосу частот. Цель AltBOC модуляции – генерировать в когерентном виде Е5а и Е5b полосы, которые модулируются комплексными экспонентами, или поднесущими, так, что сигналы могут быть приняты как широкополосный «ВОС-подобный сигнал». Каждая полоса Е5а и Е5b имеет соответствующее синфазное (I) и квадратурное (Q) распределение, или PRN коды, с кодами Е5а, смещенными в нижнюю полосу частот, и кодами Е5b, смещенными в верхнюю полосу частот. Соответствующие Е5а и Е5b квадратурные несущие модулируются пилот-сигналом без передачи данных, а соответствующие синфазные несущие модулируются и PRN кодами, и сигналами передачи данных.

AltBOC модуляция имеет то преимущество, что Е5а (I и Q) и Е5b (I и Q) сигналы могут быть обработаны независимо друг от друга как традиционные BPSK (10) (Binary Phase-Shift Keying – двоичная фазовая манипуляция) сигналы или совместно, что ведет к большим преимуществам с точки зрения шума при отслеживании и многолучевого распространения.

Что касается принципа демодуляции при AltBOC модуляции, достаточно аппроксимировать AltBOC сигнал в основной полосе частот его аналогом AltLOC (Alternate Linear Offset Carrier – переменная линейная смещенная несущая):

где

c₁(t) – PRN код составляющей (E5bI) Е5b-данных и d₁(t) – соответствующая бит модуляция;

с₂(t) – PRN код составляющей (Е5аI) Е5а-данных и d₂(t) – соответствующая бит модуляция;

с₃(t) – PRN код составляющей (E5bQ) Е5b-пилота;

c₄(t) – PRN код составляющей (E5aQ) Е5а-пилота;

показатели экспоненты представляющей модуляцию поднесущей Е5а и Е5b;

_s – пульсация боковой частоты смещения: _s=2 f_s, где f_s=15,345 МГц.

В действительности s(t) содержит дополнительные составляющие произведения, а экспоненты поднесущей квантуются. Этот эффект не включается явным образом в формулу с целью простоты. S(t) модулируется на несущей Е5 на частоте 1191,795 МГц.

Большинство предшествующих публикаций описывают AltBOC с точки зрения бортовой аппаратуры спутника, то есть с точки зрения передатчика. Но вопросу приема уделяется очень мало внимания.

Публикация «Сравнение погрешности слежения за AWGN кодом для Alternative-ВОС, Complex-LOC и Complex-BOC вариантов модуляции в полосе частот Е5 сигнала Галилея», авторы М.Soellner и Ph.Erhard, GNSS 2003, Апрель 2003, раскрывает принцип построения AltBOC приемника для слежения за AltBOC пилот компонентом, как показано на фиг.1.

На Фиг.1 представлено, что AltBOC приемник получает с антенны 1 сигнал, который включает в себя совместные коды, передаваемые всеми спутниками, находящимися в пределах видимости. Принятый сигнал подается на RF/IF каскад 2, который традиционным способом преобразовывает принятый радиочастотный сигнал RF в сигнал с промежуточной частотой IF, частота которого совместима с другими компонентами приемника, далее фильтрует IF сигнал через IF полосовой фильтр, который имеет полосу пропускания на желаемой средней частоте несущей, и дискретизирует фильтрованный IF сигнал с частотой, удовлетворяющей теореме Найквиста с целью образования соответствующих цифровых синфазных (I) и квадратурных (Q) выборок сигнала известным способом. Ширина полосы пропускания фильтра должна быть достаточно большой, чтобы дать возможность прохождения первичной гармоники AltBOC совместного пилот-кода, что составляет приблизительно 51 МГц. Широкая полоса пропускания приводит к относительно крутому фронту импульса кода в принятом коде и соответственно к довольно хорошо выраженным корреляционным пикам.

AltBOC приемник содержит локальный генератор 4 несущей, например, типа NCO (генератор с числовым управлением), синхронизированный частотой IF, для генерирования угла «поворота» фазы на М битов, подаваемого на фазовращатель 3, получающий выборки IF сигнала на N битов. После преобразования в фазовращателе выборки сигнала на N битов поступают на три комплексных коррелятора, каждый из которых содержит умножитель 10, 11, 12 сигнала и интегратор 13, 14, 15. Интеграторы суммируют выборки сигнала в течение заранее заданного времени интеграции T_int.

Также AltBOC приемник содержит другой локальный генератор 5 типа NCO, синхронизированный с частотой f_c элемента кода, который управляет комплексным генератором 6 AltBBOC кода для локального генерирования комплексных PRN пилот-кодов данного спутника. Генерированные пилот-коды проходят через многоразрядную линию задержки 7, содержащую три ячейки Е, Р, L, формирующие соответственно опережающий, мгновенный и запаздывающий опорный сигналы локальных PRN кодов, которые подаются на вход умножителей 10, 11, 12.

Сигналы C_E, С_P, C_L, подающиеся с интеграторов 13, 14, 15, затем используются для генерирования фазы несущей и сигналов ошибки кода, которые управляют NCO генераторами 4, 5.

Недостатком генератора 6 AltBOC кода является его сложность и многоразрядность. То есть,

он производит квантованный вариант Alt-LOC сигнала при передаче в основной полосе (предполагается, что отслеживается только пилот-компонент) в следующем виде:

Генерирование такого сложного сигнала, передающегося в основной полосе, вызывает трудности. Схема построения, представленная на фиг.1, также предполагает, что все компоненты (линия задержки, умножители и интеграторы) работают на сложных многоразрядных числах.

Раскрытие изобретения

Цель настоящего изобретения – обеспечить упрощенный способ и устройство демодуляции сигналов Галилея.

Эта цель достигается с помощью способа демодуляции сигналов с переменной бинарной смещенной несущей, содержащих, по меньшей мере, две поднесущие, причем каждая имеет синфазную и квадратурную составляющие, модулированные псевдослучайными кодами. При этом квадратурные составляющие модулируются пилот-сигналами без передачи данных, а синфазные составляющие модулируются сигналами передачи данных. Указанный способ содержит следующие операции:

– преобразование сигналов с переменной бинарной смещенной несущей на промежуточную частоту, фильтрацию с помощью полосового фильтра преобразованных сигналов и дискретизацию отфильтрованных сигналов,

– формирование фазы несущей и вращения фазы несущей дискретизированных сигналов в соответствии с указанной фазой несущей,

– корреляцию сигналов, полученных в результате вращения фазы несущей дискретизированных сигналов.

В соответствии с изобретением этот способ также содержит операции формирования для каждой поднесущей псевдослучайных бинарных кодов и фазы поднесущей, которые используются для корреляции сигналов, полученных в результате вращения фазы несущей дискретизированных сигналов.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения способ также содержит операцию преобразования указанных псевдослучайных кодов указанных поднесущих в фазовые углы, которые объединены соответственно с фазами поднесущих таким образом, чтобы получить результирующие фазовые углы для каждой поднесущей; при этом результирующие фазовые углы сдвинуты по фазе так, чтобы получить, по меньшей мере, один опережающий, мгновенный и, по меньшей мере, один запаздывающий фазовый угол для каждой поднесущей. Указанная операция корреляции содержит этапы вращения фазы указанных повернутых дискретизированных сигналов на указанные опережающий, мгновенный и запаздывающий фазовые углы каждой поднесущей с целью получения опережающего, мгновенного и запаздывающего опорного сигнала указанных дискретизированных сигналов для каждой поднесущей, а также интегрирование соответственно опережающего, мгновенного и запаздывающего опорных сигналов для каждой поднесущей в течение заданного времени.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения способ также содержит операцию поворота фазы указанных повернутых дискретизированных сигналов в соответствии с указанными фазами поднесущих с тем, чтобы получить повернутые по фазе дискретизированные сигналы для каждой поднесущей перед корреляцией указанных повернутых дискретизированных сигналов.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения способ содержит также операцию сдвига разряда указанных псевдослучайных кодов с тем, чтобы получить, по меньшей мере, один опережающий, мгновенный и, по меньшей мере, один запаздывающий псевдослучайный код, при этом указанная операция корреляции содержит этапы объединения указанных повернутых по фазе дискретизированных сигналов для каждой поднесущей с указанными опережающим, мгновенным и запаздывающим псевдослучайными кодами и интегрирования результирующих сигналов в течение заданного времени так, чтобы получить опережающие, мгновенные и запаздывающие корреляционные сигналы для каждой поднесущей. Также указанный способ содержит низкочастотную посткорреляционную фазу, включающую в себя фазовое вращение опережающего и запаздывающего корреляционного сигналов каждой поднесущей соответственно на противоположные постоянные фазовые углы, а также сложение полученных таким образом опережающих корреляционных сигналов указанных поднесущих, мгновенных корреляционных сигналов указанных поднесущих и полученных запаздывающих корреляционных сигналов указанных поднесущих с тем, чтобы получить соответственно результирующие опережающий, мгновенный и запаздывающий корреляционные сигналы.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения далее способ содержит операцию определения объединенной частоты несущей и поднесущей для каждой поднесущей, при этом операции вращения фазы указанной несущей и указанных поднесущих объединены в одну операцию вращения фазы для каждой поднесущей, используя указанные объединенные частоты несущей и поднесущей.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения указанная операция корреляции содержит операцию объединения повернутых по фазе дискретизированных сигналов для каждой поднесущей соответственно с псевдослучайными кодами указанной поднесущей и операцию интегрирования в течение заданного времени результирующих сигналов для получения корреляционного сигнала для каждой поднесущей.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения способ содержит низкочастотную посткорреляцию фазы, содержащую операции объединения корреляционных сигналов для указанных поднесущих, чтобы получить мгновенный корреляционный сигнал, использующийся как вход PLL (ФАПЧ) дискриминатора, возбуждающий генератор, управляющий указанной операцией вращения несущей, и опережающий-минус-запаздывающий корреляционный сигнал, использующийся как вход DLL дискриминатора, возбуждающий генератор, управляющий указанным формированием кода и указанным формированием фазы поднесущей.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения опережающий-минус-запаздывающий корреляционный сигнал получается путем корреляционных сигналов указанных поднесущих Е5а и Е5b с помощью следующей формулы:

С_{E5, EmL}=j(С_{E5a, 0}-С_{E5b, 0}).

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения DLL дискриминатор является дискриминатором типа «Dot-product power» («Степень скалярного произведения» и выполняет следующую операцию:

D=Real[C_{E5, EmL}·C*_{E5, 0}],

где Real() является функцией, отражающей действительную часть комплексного числа,

сигнал D служит для возбуждения генератора, управляющего формированием кода и формированием фазы поднесущей.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения DLL дискриминатор выполняет следующую операцию:

C_{E5, EmL}=j(С_{E5a, 0}-С_{E5b, 0}),

где Imag() является функцией, отражающей мнимую часть комплексного числа.

Изобретение касается также устройства демодуляции сигналов с переменной бинарной смещенной несущей, содержащих, по меньшей мере, две поднесущие, каждая из которых имеет синфазную и квадратурную составляющую, модулированные псевдослучайными кодами, при этом квадратурные составляющие модулируются пилот-сигналами без передачи данных, а синфазные составляющие модулируются сигналами передачи данных. В соответствии с изобретением данное устройство содержит средства осуществления вышеупомянутого способа.

Краткое описание чертежей

Изобретение, а также его особенности и преимущества будут более понятны из следующего описания, представленного со ссылками на приложенные чертежи.

Фиг.1 – функциональная блок-схема канала AltBOC демодулятора согласно прототипу.

Фиг.2 представляет график корреляционной функции отдельной составляющей при демодуляции каждой составляющей AltBOC сигнала.

Фиг.3 – диаграмма Френеля корреляционных функций отдельных составляющих Е5аQ и Е5bQ.

Фиг.4 представляет пиковые значения объединенной корреляционной функции, объединяющей корреляционные функции отдельных составляющих E5aQ и E5bQ.

Фиг.5 – функциональная блок-схема канала AltBOC демодулятора в соответствии с первым вариантом реализации настоящего изобретения.

Фиг.6 – функциональная блок-схема канала AltBOC демодулятора в соответствии со вторым вариантом реализации настоящего изобретения.

Фиг.7 – функциональная блок-схема AltBOC демодулятора с двумя каналами, показанными на фиг.6.

Фиг.8 – функциональная блок-схема двухканального AltBOC демодулятора в соответствии с третьим вариантом реализации настоящего изобретения.

Фиг.9 – диаграмма Френеля корреляционных функций отдельных составляющих Е5аQ и Е5bQ, полученных с AltBOC демодулятором, представленным на фиг.9.

Фиг.10 – функциональная блок-схема приемника, содержащего AltBOC демодулятор, представленный на фиг.8 согласно первому варианту реализации.

Фиг.11 – функциональная блок-схема приемника, содержащего AltBOC демодулятор, представленный на фиг.8 согласно второму варианту реализации.

Фиг.12 и 13 – функциональные блок-схемы AltBOC приемника, полученные из приемника на фиг.11 согласно третьему и четвертому вариантам реализации.

Осуществление изобретения

Далее подробно рассматриваются основные особенности изобретения. Согласно принципу AltBOC демодуляции пилот-канал формируется путем объединения Е5аQ и Е5bQ сигналов. AltBOC пилот сигнал состоит из составляющих с3 и с4:

где _s – пульсация частоты смещения в боковой полосе частот: _s=2f_s, с f_s=15.345 MHz.

В принципе каждая составляющая может быть демодулирована путем корреляции s_p(t) с последовательностью импульсов кода, с_i-последовательностью, умноженной на комплексную сопряженную величину соответствующей экспоненты поднесущей, то есть для слежения за с₃(t) составляющей приемник должен коррелировать с . Соответствующая корреляционная функция С_Е5bQ() может быть легко выведена (принимая полосу пропускания бесконечной):

где

знак «» означает «пропорционально»;

– задержка между входящим сигналом и опорными сигналами с локальным кодом и поднесущей;

T_int – время интегрирования;

Т_c – длительность импульса в единицах времени.

Изменения сигнала С_Е5bQ() как функция ошибки отслеживания кода представлены на фиг.2. Графики 17 и 18 являются соответственно действительной (I) и мнимой (Q) составляющими этой функции, тогда как график 16 является их амплитудой. Можно видеть, что она является комплексной функцией : если опорные сигналы с локальным кодом и поднесущей не совпадают, энергия переходит от I к Q-ветви. Такой корреляционный пик не может быть отслежен, поскольку отклонения кода и несущей не разделяются явным образом: любое смещение кода ведет к ошибке отслеживания фазы несущей. Поскольку цикл несущей в основном намного быстрее, чем цикл кода, то энергия в Q-ветви будет стремиться к нулю, что ведет к видимому чистому корреляционному пику BPSK в цикле кода.

Дополнительная информация, необходимая, чтобы использовать ВОС принцип, состоит в том, что другая боковая полоса частот когерентно передается в частотном интервале 2f_s=_s/. Корреляционная функция C_Е5аQ() получается путем корреляции s_p(t) с

Диаграмма Френеля на фиг.3 дает наглядное представление о комплексных корреляциях C_Е5аQ() и C_Е5аQ(). На этой диаграмме обе корреляции представлены как векторы в плоскости I, Q. По мере возрастания задержки кода C_Е5bQ и C_Е5аQ поворачиваются на угол +_s и –_s соответственно, а их амплитуда уменьшается в соответствии с triangle функцией, образуя две спирали, как показано на фиг.3.

Объединенная функция корреляционного пика может быть вычислена суммированием корреляций C_Е5аQ() и C_Е5bQ(); что соответствует сложению векторов на фиг.3:

Как показано на фиг.4, функция C_Е5Q(), которая соответствует AlktBOC пиковой корреляционной функции, является действительной (график 36) для всех задержек кода, мнимая часть (график 37) является нулевой и, следовательно, может быть использована для слежения за кодом.

Что касается пилот-канала, то объединенный Е5а/Е5b корреляционный пик получается простым суммированием отдельных пиков Е5а и Е5b. Что касается канала данных, то может быть использован тот же принцип, но биты данных должны быть ликвидированы перед объединением: корреляционный пик Е5-данных представляется как

Подобный процесс оценки бита позволяет сделать канал слежения менее грубым, особенно при низком значении отношения сигнала к шуму (C/N₀), где вероятность ошибки бита высока.

Исходя из этого принципа, пять предпочтительных вариантов реализации AltBOC демодулятора будут рассмотрены в соответствии с изобретением. При умелом разделении пред- и посткорреляционной обработки обработка AltBOC при передаче в основной полосе может быть произведена с малыми потерями по отношению к традиционным BPSK сигналам (BPSK – когерентный прием противоположных сигналов фазовой модуляции).

AltBOC демодуляторы, представленные ниже, строятся исходя из предположения, что отслеживается пилот-канал, но такой же подход распространяется и на отслеживание канала данных.

Было показано, что построение AltBOC корреляционных пиков включает в себя корреляцию входного сигнала с и и суммирование этих двух комплексных корреляций. В приемнике это производится в двух идентичных каналах, совместно использующих один и тот же локальный код и генераторы несущей.

Как объяснялось выше, демодуляция составляющей c₃ включает в себя корреляцию входного сигнала с Эта операция эквивалентна повороту входного сигнала на угол –_st-/2 с последующим умножением на с₃ PRN импульсов и интегрирование. Умножение на импульсы кода может рассматриваться как дополнительный поворот на 0°, если импульс является +1, или на 180°, если импульс является -1. Этот процесс ведет к первому построению канала AltBOC демодулятора, как представлено на фиг.5.

На фиг.5 канал AltBOC демодулятора принимает через антенну 1 сигнал, который включает в себя AltBOC составные коды, передаваемые всеми спутниками, находящимися в зоне видимости. Принятый сигнал подается на RF/IF каскад 2, который преобразовывает принятый RF сигнал в IF сигнал промежуточной частоты, согласующийся по частоте с другими компонентами приемника, далее фильтрует IF сигнал через IF полосовой фильтр с полосой пропускания на заданной средней частоте несущей и дискретизирует отфильтрованный IF сигнал с частотой, соответствующей требованиям теоремы Найквиста так, чтобы сформировать соответствующие цифровые синфазные (I) и квадратурные (Q) выборки сигнала на N битов известным способом. Ширина полосы пропускания фильтра достаточно большая для прохождения основной гармоники составного пилот-кода, что составляет примерно 51 МГц. Широкая полоса пропускания дает относительно резкие переходы импульсов кода в принятом коде, и, следовательно, довольно хорошо определяются корреляционные пики.

AltBOC демодулятор содержит локальный генератор 4, например, типа NCO (генератор с числовым управлением), синхронизированный с частотой IF, для формирования угла поворота фазы на М битов, который подается на фазовращатель 3, принимающий выборки IF сигнала на N битов. Выборки сигнала после обработки в фазовращателе 3 поступают параллельно на три фазовращателя 25, 26, 27 перед интегрированием в трех соответствующих интеграторах 28, 29, 30, которые суммируют на входе выборки сигнала в течение времени интегрирования T_int.

Далее AltBOC демодулятор содержит другой локальный генератор 5 типа NCO, синхронизированный с частотой f_c элемента кода и формирующий частоту элемента кода и частоту поднесущей f_s=1.5 f_c, для возбуждения генератора 20 фазы поднесущей и генератора 21 кода Е5b. Выход генератора 21 кода Е5b связан с детектором 22 фазы PRN. Генератор 20 фазы поднесущей формирует фазу поднесущей на М битов при частоте f_s, подаваемой от NCO генератора 5 кода. Генератор 21 кода E5bQ формирует элементы кода E5bQ (0 или 1) на частоте f_c, полученной с NCO генератора 5 кода. Фазовый детектор PRN переводит элементы кода (0 или 1) в угол поворота фазы 0 или .

Соответствующие выходные сигналы генератора фазы поднесущей и фазового детектора PRN складываются сумматором 23, при этом выходной сигнал сумматора является сигналом со сдвигом по фазе (действительное число, закодированное на М битов), управляющим многоразрядной линией задержки 24 с тремя ячейками Е, Р, L, вырабатывающими соответственно опережающий, мгновенный и запаздывающий опорные сигналы принятых PRN кодов, которые подаются в виде фазовых сдвигов на соответствующие фазовращатели 25, 26, 27.

Корреляционные сигналы C_{E5b, -1}, С_{E5b, 0} и С_{E5b, 1}, поступающие с интеграторов 28, 29, 30, затем используются как вход дискриминаторов, которые определяют рассогласования фазы кода и несущей, использующиеся для управления генераторами NCO 4, 5.

Канал демодулятора на фиг.5 имеет два основных отличия от традиционного канала AltBOC демодулятора, показанного на фиг.1:

– входом линии задержки 7 является сдвиг фазы в виде действительного значения сигнала;

– умножение на импульс кода, предшествующее интегрированию, заменяется фазовым вращением.

Хотя строб-импульс для данной архитектуры меньше, чем в традиционной на фиг.1, все же достаточно большой по сравнению с традиционной линией задержки 1 бит.

Архитектура, описанная на фиг.5, может быть в значительной степени усовершенствована благодаря тому, что Е, Р, L вращатели 25, 26, 27 работают на одной и той же частоте, но с фиксированной разностью фаз. А именно, если Р вращатель 26 обеспечивает сдвиг фазы –_st-/2, Е вращатель 25 обеспечивает сдвиг фазы –_s(t+dT_c/2)-/2 и L вращатель 27 –_s(t-dT_c/2)-/2, где d – Early-Late (опережающее-запаздывающее) смещение в единицах импульсов и Т_c – длительность импульса. Эта постоянная разность фаз ±_sdT_c/2 может быть получена из интегрирования и выполняется на малой частоте при посткорреляции (после интегрирования).

Это приводит к оптимизации архитектуры, как представлено на фиг.6. По сравнению с архитектурой фиг.5:

– каждый из трех вращателей 25, 26, 27 заменяется соответственно умножителем 33, 34, 35 сигнала;

– вращатель 31 поднесущей E5bQ помещен между выходом вращателя 3 несущей и соответствующими входами умножителей 33, 34, 35 сигнала и выполняет вращение фазы на ;

– многоразрядная линия задержки 24 заменяется линией задержки 32 кода на один бит (PRN фазовый детектор удаляется) и управляется непосредственно генератором 21 кода Е5b и

– два умножителя 36, 37 сигнала соответственно на е^-j и е^j вставлены соответственно на выходах Е и L интеграторов 28 и 30.

Два умножителя 36, 37 сигнала относятся к низкочастотной посткорреляционной стадии (после интегрирования), в то время как другая часть этой архитектуры относится к высокочастотной предкорреляционной стадии.

Согласно этой архитектуре добавляется только один дополнительный блок по отношению к традиционному BPSK демодулятору – это вращатель 31 поднесущей, фаза которой управляется NCO генератором 5 кода. Такая архитектура математически эквивалентна архитектуре фиг.5, если устанавливается _sdT_c/2. Однако могут быть выбраны другие величины , чтобы получить фактически любой другой сдвиг фазы между опережающим и запаздывающим опорными сигналами.

Для ясности в архитектуре AltBOC демодулятора на фиг.5 и фиг.6 показано только три комплексных коррелятора (опережающий, мгновенный и запаздывающий). В действительности слежение за боковым лепестком может потребовать, по меньшей мере, два дополнительных коррелятора (сверхопережающий и сверхзапаздывающий), но это влечет за собой прямое расширение системы.

Поэтому архитектура, представленная на фиг.5 или фиг.6, может быть расширена до любого количества корреляторов. Например, может быть использовано n опережающих и m запаздывающих корреляторов, причем каждый питается от соответствующей ячейки линии задержки. С_{E5b, 0} соответствует мгновенной корреляции. Обычно опережающая и запаздывающая корреляции вычисляются, используя задержку одной ячейки относительно мгновенной корреляции, то есть они соответствуют С_{E5b, 1} и С_{E5b, -1}. Однако они могут быть установлены, используя любую другую задержку. Обычно назначение дополнительных корреляций заключается в определении отслеживания боковой амплитуды.

Фиг.5 и 6 иллюстрируют архитектуру одного отдельного канала. В AltBOC приемнике два этих канала для сигнала Е5 (один для Е5а и один для Е5b) связаны и корреляции суммируются для формирования AltBOC корреляционного сигнала. Такой комбинированный канал, полученный из архитектуры на фиг.6, показан на фиг.7.

На фиг.7 архитектура содержит общий RF/IF каскад 2, вращатель 3 несущей NCO, генератор 4 и NCO генератор 5 кода.

Каждый канал Е5а, Е5b содержит фазовращатель 31а, 31b поднесущей, генератор 21а, 21b кода Е5а/Е5b, питающийся от линии задержки соответственно 32а, 32b, три соответствующих коррелятора Е, P, L, каждый из которых включает в себя умножитель 33а, 34а, 35а, 33b 34b 35b сигнала и интегратор 28а, 29а, 30а, 28b, 29b, 30b. Опережающая и запаздывающая ветви каждого канала Е5а и Е5b содержат по два соответствующих умножителей 36а, 37а, 36b, 37b сигнала на коэффициент, соответственно равный е^-j и е^j. Фазовращатель 31b поднесущей выполняет поворот фазы на , в то время как фазовращатель 31а поднесущей выполняет поворот фазы на .

Канал Е5а также содержит дополнительный умножитель 41а сигнала на коэффициент, равный -1, включенный между NCO генератором 5 кода и вращателем E5aQ 31а поднесущей. Выходы этих двух каналов складываются тремя сумматорами 42, 43, 44, на выходе которых получены соответственно корреляционные сигналы C_{E5, 1}, C_{E5, 0} и C_{E5, -1}

Расширяя формулы (4) и (5), можно получить следующие формулы, определяющие корреляции C_{E5b, k} и C_{E5a, k}:

где =_sbT_c/2=2f_sbT_c/2. Интервал Early-Late (Опережение-запаздывание) d определяется тактовой частотой линии задержки 32. Обычно d находится в диапазоне от 0,1 до 1.

Что касается слежения, то в приемнике используются C_E5,k корреляции для построения фазовых дискриминаторов кода и несущей, выход которых пропорционален ошибке отслеживания фазы кода и несущей соответственно.

Основная величина, использующаяся в PLL дискриминаторе, – это мгновенная корреляция C_{E5, 0}. Основная величина, использующаяся в DLL дискриминаторе, – это разность между Early (опережающей) и Late (запаздывающей) корреляциями, также упомянутая как опережающая-минус-запаздывающая корреляция и обозначенная C_{E5, Eml}. Эта разность определяется следующим образом:

В особом случае d=1/(2f_sT_c)=1/(2*15.345/10.23)=1/3, равна /2, и можно показать, что C_{E5, Eml} пропорциональна j(C_{E5a, 0}-C_{E5b, 0}) для малых ошибок слежения . Этот факт приводит к резкому снижению сложности канала, поскольку только мгновенные корреляции (С_{Е5а, 0} и C_{E5b, 0}) необходимы для вычисления отслеживания и кода, и несущей.

Это свойство можно продемонстрировать с помощью повторной обработки выражения для C_{E5, Eml} следующим образом, принимая во внимание, что =/2. Подставляя формулы (8)-(13) в формулу (14), получаем следующее:

С другой стороны, при малых ошибках отслеживания кода (<<1), j(C_{E5a, 0}-C_{E5b, 0}) упрощается:

Это соотношение показывает, что C_{E5, Eml} пропорционально j(С_{E5a, 0}-С_{E5b, 0}). Коэффициент (2-d) не имеет значения, поскольку он является исключительно коэффициентом усиления, скомпенсированным при нормализации дискриминатора.

Это приводит к представленной на фиг.8 архитектуре, эквивалентной архитектуре на фиг.7 в случае, когда d=1/3, но значительно проще.

По сравнению с архитектурами на фиг.6 и 7 данная архитектура не содержит линии задержки 32а, 32b кода и имеет отдельный коррелятор для каждого Е5а и Е5b кода. Каждый коррелятор содержит отдельный умножитель 51а, 51b сигнала, получающий сигнал с выхода соответствующего вращателя Е5а Е5b 31а, 31b поднесущей и коды от соответствующего генератора Е5а и Е5b 21а, 21b кода и отдельный интегратор 52а, 52b. Выходные сигналы С_{E5a, 0} и С_{E5b, 0} интеграторов 52а, 52b поступают на сумматор 63 с тем, чтобы получить мгновенный корреляционный сигнал С_{E5, 0}, и на компаратор 64, и умножитель 65 так, чтобы получить Early-minus-Late (опережающий-минус-запаздывающий) корреляционный сигнал С_{E5, Eml}=j(С_{E5a, 0}-С_{E5b, 0}).

Можно увидеть, что последний вариант архитектуры чрезвычайно прост, поскольку содержит только один необходимый в канале коррелятор. Как ни удивительно, но следует сделать вывод, что AltBOC демодулятор может быть выполнен очень эффективно с точки зрения строб-импульсов, несмотря на кажущуюся сложность.

Последняя архитектура показывает, что отслеживание AltBOC сигнала может выполняться без опережающего или запаздывающего коррелятора. Такой удивительный результат может быть понят из другой диаграммы Френеля, приведенной на фиг.9. Как установлено выше, смещение кода пропорционально углу между векторами корреляции С_{E5а, 0} и С_{E5b, 0}: =2_s. Из диаграммы видно, что вектор j(С_{E5a, 0}-С_{E5b, 0}), обозначенный «E-L corr» на диаграмме, полученный путем вычитания вектора С_{E5b, 0} из вектора С_{E5a, 0} и путем поворота результирующего вектора на 90 градусов, является действительным и имеет амплитуду, пропорциональную углу . В этом заключается основная причина того, почему отслеживание AltBOC кода не требует опережающего и запаздывающего опорных сигналов кода: смещение кода может быть получено исключительно из мгновенных корреляторов.

Фиг.10 представляет приемник, содержащий AltBOC демодулятор фиг.8, PLL (фазовая автоподстройка частоты) и DLL (автоподстройка по задержке), управляющие NCO генератором 4 несущей и NCO генератором 5 кода. PLL содержит демодулятор 71, выход Р которого фильтруется PLL фильтром 72 перед подачей на управляющий вход NCO генератора 4 несущей. PLL дискриминатор 71 является дискриминатором, реализующим характеристику арктангенса, который рассчитывает угол комплексного числа С_{E5, 0}:

DLL (автоподстройка по задержке) содержит DLL дискриминатор, принимающий корреляционный сигнал С_Е5,eml, и DLL фильтр 76, связанный с входом управления NCO генератора 5 кода. DLL дискриминатор является дискриминатором, выполняющим функцию скалярного произведения, который вычисляет сигнал D=Real(C_{E5, Eml}·С*_{Е5, 0}). Таким образом, DLL дискриминатор содержит комплексную сопряженную функцию 73, на которую подается сигнал С_{Е5, 0} и сигнал с умножителя 74 для умножения сигналов, полученных после умножения на j в умножителе 65, на комплексную сопряженную функцию 73. Затем сигнал D, полученный в соответствии с функцией 75, представляющей действительную часть комплексного сигнала, сформированного умножителем 74 сигнала.

После некоторых алгебраических действий из архитектуры на фиг.10 может быть получена более простая архитектура, представленная на фиг.11, которая требует меньшее количество операций для вычисления того же DLL дискриминатора. Согласно дискриминатору на фиг.10:

Таким образом, DLL дискриминатор на фиг.11 содержит комплексную сопряженную функцию 81, на которую подается корреляционный сигнал С_{E5a, 0} и сигнал от умножителя 82 для умножения сигнала комплексной сопряженной функции и корреляционного сигнала С_{E5b, 0}. Затем получается сигнал D с помощью функции Imag() 83, выделяющей мнимую часть комплексного сигнала, сформированного умножителем 82 сигнала.

Дальнейшая модификация архитектуры фиг.11 заключается в замене оператора Imag() оператором Angle() (то есть блоком того же функционального назначения, что и arctan дискриминатор 71).

Кроме того, архитектура на фиг.11 может быть оптимизирована, как показано на Фиг.12, принимая во внимание, что вращение фазы во вращателе 3 несущей, за которым следует вращение фазы во вращателях 31а, 31b поднесущих, можно объединить в один фазовращатель с фазой, соответствующей сумме фаз несущей и поднесущей.

Таким образом, на фиг.12 вращатель 3 несущей, два вращателя 31а, 31b поднесущей и умножитель 41а фиг.11 заменены на два фазовращателя 92а и 92b (по одному на каждый канал Е5а и Е5b), получающих сигнал с понижением частоты с RF/IF схемы 2. Кроме того, фаза поднесущей, сформированная NCO генератором 4 кода, складывается с помощью сумматора 93а с фазой, сформированной NCO генератором 3 несущей, и вычитается из нее с помощью сумматора 93b, при этом результаты сложения подаются соответственно на фазовращатели 92а, 92b каналов Е5а, Е5b.

Архитектура, показанная на фиг.13, может быть получена из предыдущей путем замены NCO генератора кода на более простой NCO 95, формирующий только частоту кодового импульса f_c, и умножитель 96 частоты кодового импульса f_c на 1.5, так, чтобы получить частоту поднесущей f_s, которая является входом сумматоров 93а, 93b. Это требует дублирования NCO генератора 4 несущей на каждый канал Е5а, Е5b. Частота несущей, отслеживаемая PLL, поступает на сумматоры 93а, 93b, соответствующие выходы которых возбуждают NCO генераторы 91а, 91b несущей обоих каналов Е5а, Е5b так, чтобы контролировать комбинированные частоты несущей + поднесущей обоих каналов Е5а, Е5b.

В этой архитектуре высокочастотные процессы предварительной корреляции каналов Е5а, Е5b остаются идентичными. Они оба содержат фазовращатели 92а, 92b, два NCO генератора 91а, 91b, генераторы 21а, 21b кода и коррелятор. Более того, если NCO генератор продублирован и введен по одному на каждый канал, то каждый из высокочастотных процессов предварительной корреляции каналов Е5а и Е5b идентичен традиционному BPSK (двоичная фазовая модуляция) каналу, что дает огромные преимущества при проектировании комбинированного AltBOC/BPSK приемника.

Конечно, оптимизация архитектур, выполненная на фиг.12 и 13, может быть также применена к архитектурам на фиг.5, 6 или 7.

Формула изобретения

1. Способ демодуляции сигналов с переменной бинарной смещенной несущей, содержащих, по меньшей мере, две поднесущие (Е5а, Е5b), каждая из которых имеет синфазную и квадратурную составляющую, модулированную псевдослучайными кодами, причем квадратурные составляющие (E5aQ, E5bQ) модулированы пилот-сигналами без передачи данных, а синфазные составляющие (Е5аI, Е5bI) модулированы сигналами передачи данных, при этом способ содержит следующие операции: преобразование сигналов с переменной бинарной смещенной несущей на промежуточную частоту, фильтрацию с помощью полосового фильтра преобразованных сигналов и дискретизацию отфильтрованных сигналов, формирование фазы несущей и поворот фазы несущей дискретизированных сигналов в соответствии с указанной фазой несущей и корреляцию дискретизированных повернутых сигналов, характеризующийся тем, что также содержит операции формирования для каждой поднесущей (Е5а, Е5b) псевдослучайных бинарных кодов и фазы поднесущей, которые служат для корреляции дискретизированных повернутых сигналов.

2. Способ по п.1, дополнительно содержащий операцию преобразования указанных псевдослучайных кодов указанных поднесущих в фазовые углы, которые объединяют соответственно с фазами поднесущих таким образом, чтобы получить результирующие фазовые углы для каждой поднесущей; причем результирующие фазовые углы сдвигают по фазе так, чтобы получить, по меньшей мере, один опережающий, мгновенный и, по меньшей мере, один запаздывающий фазовый угол для каждой поднесущей, при этом указанная операция корреляции содержит операции поворота фазы указанных повернутых дискретизированных сигналов в соответствии с указанными опережающим, мгновенным и запаздывающим фазовыми углами каждой поднесущей с целью получения опережающего, мгновенного и запаздывающего опорного сигнала указанных дискретизированных сигналов для каждой поднесущей, а также интегрирование соответственно опережающего, мгновенного и запаздывающего опорного сигнала для каждой поднесущей в течение заданного времени (T_int).

3. Способ по п.1, дополнительно содержащий операцию поворота фазы указанных повернутых дискретизированных сигналов в соответствии с указанными фазами поднесущих с тем, чтобы получить повернутые по фазе дискретизированные сигналы для каждой поднесущей (Е5а, Е5b) перед корреляцией указанных повернутых дискретизированных сигналов.

4. Способ по п.3, дополнительно содержащий операцию сдвига разряда указанных псевдослучайных кодов с тем, чтобы получить, по меньшей мере, один опережающий, мгновенный и, по меньшей мере, один запаздывающий псевдослучайный код, при этом указанная операция корреляции содержит операции объединения указанных повернутых по фазе дискретизированных сигналов для каждой поднесущей с указанным опережающим, мгновенным и запаздывающим псевдослучайными кодами и интегрирование результирующих сигналов в течение заданного времени (T_int) так, чтобы получить опережающий, мгновенный и запаздывающий корреляционные сигналы (С_{Е5а, -1}, С_{Е5а, 0}, С_{Е5а, 1}; С_{Е5b, -1}, С_{Е5b, 0}, С_{Е5b, 1}) для каждой поднесущей (Е5а, Е5b), при этом способ также содержит низкочастотную посткорреляционную фазу, включающую в себя поворот фазы опережающего и запаздывающего корреляционного сигнала каждой поднесущей соответственно на противоположные постоянные фазовые углы (j, -j), а также сложение соответственно таким образом полученных опережающих корреляционных сигналов указанных поднесущих, мгновенных корреляционных сигналов указанных поднесущих и таким образом полученных запаздывающих корреляционных сигналов указанных поднесущих с тем, чтобы получить соответственно результирующие опережающий, мгновенный и запаздывающий корреляционные сигналы (С_Е5а,-1, С_{Е5а, 0}; С_{Е5а, 1}).

5. Способ по п.3, дополнительно содержащий операцию определения объединенной частоты несущей и поднесущей для каждой поднесущей, при этом операции вращения фазы в соответствии с указанной фазой несущей и указанными фазами поднесущих объединены в одну операцию вращения фазы для каждой поднесущей, используя указанные объединенные частоты несущей и поднесущей.

6. Способ по п.3 или 5, характеризующийся тем, что указанная операция корреляции содержит операцию объединения указанных повернутых по фазе дискретизированных сигналов для каждой поднесущей (Е5а, Е5b) соответственно с псевдослучайными кодами указанной поднесущей и операцию интегрирования в течение заданного времени (Т_int) результирующих сигналов для получения корреляционного сигнала (С_{Е5а, 0}, С_{E5b, 0}) для каждой поднесущей.

7. Способ по п.6, дополнительно содержащий низкочастотную посткорреляционную фазу, содержащую операции объединения корреляционных сигналов (С_{Е5а, 0}, С_{Е5b, 0}) для указанных поднесущих (Е5а, Е5b), чтобы получить мгновенный корреляционный сигнал (С_{Е5, 0}), служащий входом PLL дискриминатора, возбуждающего генератор (4), управляющий указанной операцией вращения несущей, и опережающий-минус-запаздывающий корреляционный сигнал (С_Е5, _EmL, служащий входом DLL дискриминатора, возбуждающего генератор (5), управляющий указанным формированием кода и указанным формированием фазы поднесущей.

8. Способ по п.7, характеризующийся тем, что опережающий-минус-запаздывающий корреляционный сигнал (С_E5, _EmL) получают из корреляционных сигналов (С_{Е5а, 0}; С_{Е5b, 0}) для указанных поднесущих (Е5а, Е5b) с помощью следующей формулы:

С_E5, _EmL=j(C_{E5a, 0}-С_{E5b, 0}).

9. Способ по любому из пп.7 и 8, характеризующийся тем, что DLL дискриминатор является дискриминатором типа «степень скалярного произведения» и выполняет следующую операцию:

D=Real[C_E5,_EmL·C*_{E5, 0}],

где Real() является функцией, отражающей действительную часть комплексного числа,

при этом сигнал D служит для возбуждения генератора (5), управляющего указанным формированием кода и указанным формированием фазы поднесущей.

10. Способ по любому из пп.7 и 8, характеризующийся тем, что DLL дискриминатор выполняет следующую операцию:

D=Imag(C_E5b,0-C*_{E5a, 0}),

где Imag() является функцией, отражающей мнимую часть комплексного числа.

11. Устройство демодуляции сигналов с переменной бинарной смещенной несущей, содержащих, по меньшей мере, две поднесущие (Е5а Е5b), каждая из которых имеет синфазную и квадратурную составляющие, модулированные псевдослучайными кодами, при этом квадратурная составляющая (E5aQ E5bQ) модулирована пилот-сигналами без передачи данных, а синфазная составляющая (Е5аI Е5bI) модулирована сигналами передачи данных, характеризующееся тем, что содержит средства для осуществления способа по любому из пп.1-10.

РИСУНКИ