Патент на изобретение №2160967

(54) ВХОЖДЕНИЕ В СИНХРОНИЗМ ПО КОДОВОЙ КОМБИНАЦИИ В СИСТЕМЕ СВЯЗИ СДМА (МНОГОСТАНЦИОННЫЙ ДОСТУП С КОДОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ) ПОСРЕДСТВОМ КАНАЛОВ МНОГОСТАНЦИОННОГО ДОСТУПА УОЛША

(57) Реферат:

Представлена техника использования энергии, принятой пользовательскими блоками по ортогональным каналам многостанционного доступа в системе связи с расширенным спектром для установки синхронизации с сигналом путем управления интервалами интегрирования амплитуд сигнала, используемых во время установки такой синхронизации. Принятые сигналы свертываются, а соответствующие амплитуды когерентно интегрируются в течение периодов, которые можно разделить на умноженные на коэффициенты, кратные двум, длины функций Уолша, которые используются для создания каналов ортогональных сигналов. Затем формируются некогерентные объединения результатов таких интегрирований в течение периодов, которые начинаются и заканчиваются на границах функции Уолша и используются для определения, когда был выбран когерентный сдвиг по времени для свертывания сигналов. Дополнительные преимущества реализованы путем предписания сигналов, которые постоянно имеют более высокое энергетическое содержание, таких как сигналы пэйджинга, сигналы синхронизации и каналов наиболее часто назначаемых трафиков конкретным ортогональным каналам в системе связи. Технический результат заключается в том, что в результате во время процесса интегрирования становится доступна дополнительная энергия для использования во время определения правильности выбора сдвигов синхронизации для установки синхронизации с сигналом без использования дополнительного аппаратного обеспечения. 2 с. и 21 з.п. ф-лы, 7 ил., 1 табл.

Настоящее изобретение относится к системам связи с многостанционным доступом, таким, как системы беспроводной передачи данных или системы телефонной связи, а также к системам спутниковой связи ретрансляционного типа с расширенным спектром. Более конкретно, настоящее изобретение относится к способу и устройству для обнаружения и отслеживания цифровых сигналов, передаваемых системой связи, использующей энергию от закодированных функцией Уолша каналов многостанционного доступа. Настоящее изобретение кроме того относится к способу установления синхронизации с пилот сигналами в системах связи с многостанционным доступом с кодовым разделением типа систем с расширенным спектром.

Предшествующий уровень техники
Для передачи информации большому количеству пользователей системы ранее были разработаны различные системы многостанционного доступа. Два известных способа, используемых в таких системах связи с многостанционным доступом, включают многостанционный доступ с временным разделением (TDMA) и многостанционный доступ с частотным разделением (FDMA), основы которых хорошо известны в технике. Однако, техника модуляции с расширенным спектром, например техника многостанционного доступа с кодовым разделением (CDMA) с расширенным спектром, предоставляет существенные преимущества по сравнению с другими схемами модуляции, в особенности в случае предоставления услуг широкому кругу пользователей системы связи. Использование CDMA техники в системах связи с многостанционным доступом рассмотрено в патенте США N 4,901,307, поданном 13 февраля 1990 года под заголовком “Система связи с многостанционным доступом с расширенным спектром, использующая спутниковые или наземные ретрансляторы”, а также в заявке на патент США с серийным номером N 08/368,570, поданной под заголовком “Способ и устройство для использования передаваемой в полном спектре мощности в системе связи с расширенным спектром для отслеживания во времени фазы и энергии каждого принимающего”, обе эти заявки принадлежат автору настоящей заявки и приведены здесь в качестве ссылки.

В этих патентах описываются системы многостанционного доступа, в которых имеется большое количество подвижных или удаленных пользователей системы или абонентов, каждый из которых использует по меньшей мере один приемопередатчик для связи с другими пользователями системы или с желаемыми получателями сигнала, посредством, например, телефонной сети общего пользования. Эти приемопередатчики осуществляют связь через международные узлы связи и спутниковые ретрансляторы, или через наземные базовые станции (которые иногда называют пунктами связи ячейки или ячейками), используя сигналы многостанционного доступа (CDMA) типа расширенного спектра. Базовые станции покрывают ячейки, которые определяются как области уверенного “приема” их сигналов, а спутники формируют лучи, которые покрывают “пятно”, образуемое путем проектирования сигналов связи спутников на поверхность Земли. Кроме этого, ячейки подразделяются на различные географические области, называемые секторами, а лучи спутников на различных частотах называются иногда сигналами FDMA, лучи или части лучей, могут покрывать общую географическую область. Обслуживаемые географические области имеют схожую природу, различаясь по физическим характеристикам используемых в местах их расположения типов платформ ретрансляторов. Хотя определенные характеристики направлений передач и ограничения на частоту и повторное использование каналов тоже могут отличаться для этих платформ.

В системах связи CDMA используется набор или пара заранее выбранных последовательностей кодов псевдослучайных шумов (PN) для модуляции или “расширения” информационных сигналов пользователя до модуляции несущей для передачи в качестве сигналов связи. В линиях связи с базовыми станциями или в линиях связи международных узлов связи с абонентами используются PN коды расширения или двоичные последовательности для разделения сигналов, передаваемых различными базовыми станциями или по различным лучам от международных узлов связи, а также для разделения многолучевых сигналов. Эти коды обычно совместно используются всеми сигналами связи в ячейке или в луче. Коды каналообразования используются для разделения различных пользователей в ячейке или для разделения пользовательских сигналов, передаваемых в луче спутника по каналу прохождения сигнала. То есть, каждый пользовательский блок имеет свой собственный ортогональный канал, предоставляемый в канале прохождения сигнала путем использования уникального ортогонального кода “покрытия”. Функции Уолша вообще используются для введения кодов каналообразования, обычная длина которых имеет порядок 64 элементарных посылок кода для наземных систем и 128 элементарных посылок кода для спутниковых систем. В таких конструкциях каждая функция Уолша из 64 или 128 элементарных посылок обычно называется символом Уолша.

Кроме этого в качестве одного из подходов используется некоторое разнесение сигналов для уменьшения мешающего воздействия замирания и дополнительных проблем, связанных с родственным пользователем, или со спутниковым ретранслятором, с передвижением в пределах системы связи. Вообще в системе связи с расширенным спектром используется три типа разнесения, таковыми являются разнесение по времени, по частоте и по пространству. Разнесение по времени можно получить, используя повтор и перемежение во времени компонентов сигнала. Некоторая форма разнесения по частоте возникает при рассеянии энергии сигнала в некоторой широкой полосе спектра. Поэтому замирание, зависящее от частоты, влияет только на малую часть спектра CDMA сигналов. Разнесение по пространству обеспечивается путем использования нескольких путей распространения сигналов, обычно посредством разных антенн или лучей передачи сигналов.

Для обычных CDMA систем связи с расширенным спектром, таких, как те, которые описаны в патенте США N 4,901,307, рассматривается возможность использования когерентной модуляции и демодуляции для осуществления связи посредством пользовательского блока по каналу распространения сигнала. В системах связи с таким подходом используется сигнал “пилот” несущей в качестве опорной когерентной фазы для линий связи международного узла связи или спутника с пользователем и для линий связи пользователь-базовая станция. То есть, пилот сигнал, который обычно не содержит модуляции данных, передается базовой станцией или международным узлом связи через область покрытия. Одиночный пилот сигнал обычно передается каждым международным узлом связи или базовой станцией на каждой используемой частоте. Этот пилот сигнал совместно используется всеми пользователями, принимающими сигналы от этого источника. В общем случае каждый из секторов имеет свой собственный определенный пилот сигнал, а спутниковые системы передают пилот сигнал на каждой из частот луча или части луча спутника, которая используется для связи с международными узлами связи посредством спутников.

Так как в пилот сигналах обычно не используется модуляция данных, то они в сущности состоят из PN кодов расширения, которые модулируют несущую частоту. В пилот сигналах используются одни и те же PN коды расширения или наборы кодов для всей системы связи, но с разными относительными сдвигами синхронизации кодов для каждого луча, ячейки или сектора. Таким образом получаются сигналы, которые могут легко отделяться друг от друга, кроме этого, могут отделяться друг от друга лучи и ячейки, упрощая обнаружение и отслеживание. Другие сигналы используются для передачи промодулированной информации с расширенным спектром, такой как информация идентификации международного узла связи или базовой станции, информация синхронизации системы, пейджинговая информация пользователя, а также различные другие сигналы управления.

Пилот сигналы используются пользовательскими блоками для получения начальной синхронизации системы и для отслеживания передаваемых сигналов по времени, по частоте и по фазе. Информация о фазе, полученная путем отслеживания несущей пилот сигнала, используется в качестве опорной фазы несущей для когерентной демодуляции информационных сигналов другой системы или пользователя. Эта техника позволяет совместно использовать общий пилот сигнал в качестве опорной фазы для многих несущих сигнал пользователя, предоставляя более дешевый и более эффективный механизм отслеживания.

Как часть процесса установки линии связи, приемопередатчик пользовательского блока использует приемник, называемый “поисковым приемником” или просто “поисковым устройством”, для отслеживания частоты пилот сигнала и для установки синхронизации с тактовой частотой пилот сигнала. Ранее использовались различные способы и устройства для обеспечения этих функций поискового устройства. Один из таких способов описан в патенте США N 5,109,390, озаглавленном “Радиоприемное устройство системы с разнесением в CDMA сотовой телефонной системе”, поданном 28 апреля 1992 года, того же автора, что и настоящая заявка, и приведенном здесь в качестве ссылки.

Для фактической установки синхронизации с пилот сигналом, поисковый приемник свертывает пилот сигналы, используя коррелятор для PN кодов системы, генерируемых в пользовательском блоке путем использования локальной опорной частоты. После такого свертывания, в течение заранее выбранного интервала времени измеряются и накапливаются амплитуды сигналов принятых элементарных посылок сигнала. Таким образом получается когерентная сумма амплитуд элементарных посылок. Некоторое количество таких накопленных величин возводится в квадрат и затем вновь суммируется (как I, так и Q) для получения некогерентной суммы, которая сравнивается с одним или более заранее определенных пороговых уровней. Превышающие необходимые пороговые значения некогерентные суммы вообще указывают, что была выбрана соответствующая синхронизация пилот сигнала.

Одна из проблем, которая возникает во время процесса накапливания, связана с тем, что определенные функции Уолша, пригодные для генерации определенных ортогональных каналов связи для пользовательских блоков, в определенных условиях имеют тенденцию влиять друг на друга как положительно, так и отрицательно. Например, во время использования набора из 128 функций Уолша, длины 128, функции 0 и 64 имеют тенденцию вызывать положительное или отрицательное воздействие, когда амплитуды сигнала накапливаются в течение интервалов, которые меньше или равны половине длины функции Уолша. Такое влияние, связанное с коротким накапливанием, стремится увеличить вероятность ложных сигналов тревоги (предполагая, что гипотеза текущей синхронизации верна, когда на самом деле она неверна) и пропусков (предполагая, что текущая гипотеза синхронизации неверна, в то время как на самом деле она верна).

Такое взаимное влияние проявляется при увеличении количества функций Уолша или каналов связи и уменьшении интервала накапливания, например, для интервала, равного половине длины функции по сравнению с интервалом длиной в четверть длины функции и по сравнению с интервалом длиной в одну восьмую длины функции. Однако нельзя для компенсации просто увеличить продолжительность интегрирования. Это обстоятельство усложняется тем фактом, что будущие системы связи могут использовать многократные PN коды и другие свойства или изменения параметров сигнала, для которых тоже потребуется поисковое пространство. То есть, поисковому устройству может понадобиться выполнять поиск и среди других параметров, не включающих частоту Доплера и PN синхронизацию, а каждый параметр увеличивает длину поиска на коэффициент, равный двум или более. Поэтому, время имеет важное значение для каждого поискового коэффициента или параметра.

Поэтому, желательно иметь способ и устройство для установления синхронизации с сигналом, которые обеспечили бы более быструю и более надежную установку синхронизации с сигналом во время использования окон интегрирования или накапливания, которые меньше или равны половине длины функции, формирующей канал. Кроме этого желательно более эффективно использовать энергию сигнала или соответствующим образом распределять чаще используемые или мощные сигналы среди различных ортогональных каналов в системе связи для обеспечения лучшего захвата энергии и установки синхронизации с сигналом.

Раскрытие изобретения
Учитывая упомянутые выше и другие возникшие в технике проблемы, связанные с установкой синхронизации с сигналом пилот канала и с демодуляцией сигнала в системе многостанционного доступа, в основу настоящего изобретения поставлена задача разработки усовершенствованного способа установки синхронизации с сигналом с точки зрения скорости и более эффективного сравнения пороговых значений, позволяющего эффективнее использовать энергию для получения правильных гипотез синхронизации сигнала, короткие периоды накапливания сигналов и энергию, доступную в сигналах, не являющихся пилот сигналами для установления лучшей синхронизации с сигналом, а также позволяющего, благодаря определенной относительной кодовой синхронизации, обеспечить прозрачность для поисковых функций как модуляции данных, так и PN модуляции, называемых внешней PN модуляцией.

Поставленная задача решается способом и устройством для установки синхронизации с сигналами канала Уолша в системе связи с расширенным спектром, в которой абонентами системы принимается и демодулируется один или более сигналов связи. Для генерации этих сигналов связи вначале сигналы пользовательских данных кодируются путем использования заранее выбранного множества функций Уолша для каждого канала связи. Затем канализированные сигналы расширяются посредством использования общих последовательностей кодов PN в качестве пары для I и Q каналов, которые затем используются с одной из совокупностей сдвигов синхронизации. Расширенные сигналы затем модулируют общую несущую частоту. Принятые абонентскими блоками сигналы связи преобразуются в цифровую форму и затем свертываются посредством использования последовательности кодов PN с заранее выбранным сдвигом синхронизации, который выбирается локально каждым пользовательским блоком.

Амплитуды полученных символов канала интегрируются в течение заранее определенного интервала времени, эквивалентного длине L функции Уолша, деленной на коэффициент 2ⁿ. Данная операция обычно выполняется путем использования устройства накапливания для накапливания и суммирования последовательностей амплитуд символов. Полученные суммы возводятся в квадрат посредством устройств возведения в квадрат или устройств умножения для получения когерентных сумм и затем накапливаются в течение интервала, начинающегося и заканчивающегося на границах кода Уолша для получения некогерентного объединения сумм. Окончательная сумма относится к полной энергии, получаемой в скоррелированных или свернутых сигналах связи, и ее значение существенно изменяется в зависимости от того, соответствует ли выбранный для пользовательского блока сдвиг по времени кода PN сдвигу для сигнала, синхронизацию с которым необходимо установить.

Окончательная сумма некогерентных объединений сравнивается с пороговым значением из совокупности одного или более пороговых значений, используемых для получения энергии минимального уровня для установки правильной синхронизации или корреляции сигнала. Когда окончательная сумма превысит искомое пороговое значение, то используемый для свертывания сдвиг синхронизации выбирается в качестве необходимой величины, используемой в процессе отслеживания синхронизации и демодуляции сигнала ортогонального канала. Если окончательная сумма не превышает искомое пороговое значение, то выбирается новый сдвиг синхронизации и вновь начинается процесс накапливания и сравнения порогового значения.

Благодаря этой технике абонентам предоставляется больший объем энергии для использования во время установления синхронизации с пилот сигналом или с другими полезными сигналами. В частности, эта энергия полезна, когда мощность принятого пилот сигнала меньше оптимального значения для конкретного пользовательского блока, пытающегося установить синхронизацию с пилот сигналом. То есть, передаваемая пилот сигналом мощность меньше, чем мощность, необходимая для установки синхронизации с передаваемым на высокой скорости сигналом, или ухудшение сигнала вызвало уменьшение принимаемой мощности.

Этот процесс установки синхронизации с сигналом был дополнительно усовершенствован благодаря установке когерентного периода накапливания или интегрирования равным значению L/2ⁿ с последующим приписыванием пилот сигнала первому каналу, а сигналов трафика, с минимальным объемом энергии, предпочтительно каналам, которые отделялись от первого канала на шаг sL/2ⁿ, где n – положительное целое число, а s принимает значения от 1 до 2ⁿ-1 (1, 3, 7, …). В случае 128 каналов, это приводит к использованию каналов 32, 64 и 96 для трафика, когда пилот сигнал приписывается каналу 0, и к использованию каналов 33, 65 и 97, когда пилот сигнал приписывается каналу 1. В случае необходимости в данной системе связи для пилот сигнала легко могут использоваться другие каналы или функции Уолша, а эта взаимосвязь распространяется на любой такой пилот канал в пределах общей длины используемых функций. В качестве альтернативы, каждый из этих каналов приписывается для использования в качестве каналов пэйджинга и синхронизации, что гарантирует существенно более высокий объем энергии для использования во время установки синхронизации с сигналом.

Краткое описание чертежей
В дальнейшем изобретение поясняется описанием вариантов его осуществления со ссылками на сопровождающие чертежи, в числе которых:
фиг. 1 иллюстрирует пример устройства демодуляции пользовательского блока для беспроводной системы связи;
фиг. 2 иллюстрирует пример детектора сигнала поискового устройства для установки синхронизации с сигналами, который используется в устройстве фиг. 1;
фиг. 3 иллюстрирует графическое представление вероятностных кривых для нахождения верных гипотез путем использования детектора фиг. 2 без привлечения настоящего изобретения;
фиг. 4 иллюстрирует использование нескольких пороговых значений в устройстве по фиг. 2;
фиг. 5 иллюстрирует графическое представление вероятностных кривых для нахождения верных гипотез путем использования настоящего изобретения;
фиг. 6 иллюстрирует пример синхронизации относительного символа в устройстве фиг. 2 во время работы в соответствии с принципами настоящего изобретения; а
фиг. 7 иллюстрирует пример исполнения для осуществления выбора гипотез для устройства по фиг. 2.

Лучший вариант осуществления изобретения
Настоящее изобретение предоставляет способ использования энергии, принятой пользовательскими блоками по ортогональным каналам многостанционного доступа в системе связи с расширенным спектром для установки CDMA синхронизации. Частично это выполняется путем ограничения интервалов накапливания амплитуд сигнала, которые используются во время определения синхронизации сигнала. Принятые сигналы свертываются, а их соответствующие амплитуды накапливаются в течение периодов, которые одновременно являются целыми степенями двух, и делителями L – длины ортогональных кодов, используемых для генерации ортогональных каналов передачи сигналов в системе. Затем последовательно формируются некогерентные объединения результатов этого интегрирования в течение периодов, которые начинаются и заканчиваются на границах функции Уолша. Эти объединения затем используются для определения, когда был выбран правильный сдвиг по времени для кодов PN, используемых в сигналах свертывания. Дополнительные преимущества реализованы путем приписывания конкретным ортогональным каналам системы связи сигналов, постоянно имеющих высокую энергетическую содержимость, каковыми являются пэйджинговые сигналы, сигналы синхронизации, а также наиболее часто приписываемые каналы трафика.

Например, использование функций Уолша длины 128 в системе связи в качестве кодов каналообразования и пилот сигналов, приписанных каналу 0, соответствующие сигналы трафика, пэйджинговые сигналы или сигналы канала синхронизации назначаются каналу 64, когда периоды интегрирования по длине равны 64 элементарным посылкам. В той же конфигурации, сигналы трафика, пэйджинговые сигналы или сигналы синхронизации назначаются каналам 32, 64 и 96, когда периоды по длине равны 32 элементарным посылкам. Количество каналов, которые вносят энергетический вклад в процесс установки синхронизации, увеличивается по мере уменьшения длин периодов накапливания и могут приписываться нечетным или четным каналам в зависимости от того, куда приписаны пилот каналы. Это позволяет использовать дополнительную энергию во время определения, когда пользовательским блоком для данного сигнала связи была выбрана верная гипотеза сдвига по времени.

В типичной CDMA системе связи с расширенным спектром, такой как система беспроводной передачи данных или система телефонной связи, каждая из базовых станций из заранее определенных географических областей или ячеек использует блок модуляции-демодуляции или модем с расширенным спектром для обработки сигналов связи для пользователей системы. Каждый модем с расширенным спектром вообще использует цифровой модулятор передачи с расширенным спектром, по крайней мере один цифровой приемник данных с расширенным спектром и по меньшей мере один поисковый приемник. Во время обычной работы, модем базовой станции приписывается каждому из удаленных или подвижных пользовательских или абонентских блоков в соответствии с необходимостью согласования сигналов передачи или сигналов связи с приписанным абонентом. Может использоваться несколько приемников или модемов для согласования работы по разнесению. В системах связи, использующих спутниковые ретрансляторы, эти модемы вообще размещаются в базовых станциях, которые называются международными узлами связи или концентраторами, которые связываются с пользователями путем передачи сигналов через спутники. Могут быть и другие приписанные центры управления, которые поддерживают связь со спутниками или международными узлами связи для выполнения управления трафиком всей системы и для синхронизации сигнала.

В образцовых системах связи типа систем с расширенным спектром и в системах, описанных в указанных выше патентах (4, 901, 307 и 08/368, 570), используется форма волны, основанная на псевдошумовой несущей с расширенным спектром последовательности для непосредственной модуляции несущей. То есть для достижения необходимого эффекта расширения, несущая группового спектра модулируется псевдошумовой (PN) двоичной последовательностью или парой последовательностей. Коды PN используются для расширения спектра всех сигналов связи, передаваемых по линиям связи базовой станции с абонентом или по линиям связи международного узла связи с абонентом для разделения передаваемых от различных базовых станций сигналов и многолучевых сигналов. Такие PN последовательности иногда называются кодами “расширения”.

Каждая PN последовательность состоит из последовательностей “элементарных посылок”, передаваемых в течение заранее выбранного периода кода PN на частоте, которая гораздо выше, чем частота расширяемого сигнала связи группового спектра. Образцовая частота передачи элементарных посылок для спутниковых систем примерно равна 1,2288 мГц, при этом длина последовательности кодов PN или период равен 1024 элементарным посылкам. Однако, настоящее изобретение будет полезно и в случае других частот следования элементарных посылок и для других длин кодов, что очевидно для специалистов в данной области техники. Например, в некоторых сотовых наземных системах используются коды расширения, содержащие 2¹⁵ или 32,678 элементарных посылок. В каждом проекте системы связи учитывается тип и распределение кодов расширения в системе связи в соответствии с известными в технике условиями. Образец схемы генерации для этих последовательностей описан в патенте США N 5,228,054, озаглавленном “Питание генератора двумерной псевдошумовой последовательности с быстрой настройкой “смещения”, поданном 13 июля 1993 года, того же автора, что и данная заявка, и приведенном здесь в качестве ссылки.

В системе связи для функции расширения вообще используется одна последовательность PN кодов или пара последовательностей. Сигналы для различных ячеек или лучей вообще разделяются за счет различных сдвигов по времени базовой последовательности кодов PN для каждой ячейки или луча по отношению к их соседям. То есть абонентские блоки, работающие в области обслуживания данного луча или ячейки, совместно используют единственное смещение по времени кода расширения PN, в то время как другие лучи, ячейки или сектора используют другие сдвиги того же самого кода PN. Для пользователей, обслуживаемых на данной частоте, устанавливается одна и та же синхронизация базового сигнала для каждого международного узла связи или базовой станции.

Передаваемые пользователям информационные сигналы вначале соответствующим образом преобразуются в цифровую форму, кодируются и соответствующим образом перемежаются для создания базового цифрового сигнала связи. Сигналы, адресуемые определенным пользователям, тоже модулируются дополнительной определенной ортогональной функцией расширения или последовательностью кодов, приписанных данной пользовательской линии передачи сигналов. То есть для отделения сигналов различных пользователей или абонентов в пределах ячейки или луча используется уникальная покрывающая последовательность ортогональных кодов. В результате такого кодирования в линии передачи сигналов на данной несущей частоте получаются сигналы пользователя, тоже называемые каналами. Такие ортогональные последовательности или функции, называемые иногда кодами каналообразования, используются до рассмотренных ранее окончательных кодов расширения PN.

Полученные ортогонально закодированные выходные сигналы с PN расширением затем обычно фильтруются полосовым фильтром и модулируют ВЧ несущую обычно посредством двухпозиционной фазовой манипуляции пары синусоид, сдвинутых по фазе на 90^o, которые затем суммируются в один сигнал связи. Полученные сигналы могут дополнительно усиливаться и фильтроваться до их суммирования с другими сигналами линии передачи сигналов с их последующим излучением антенной в сторону международного узла связи. Процессы фильтрации, усиления и модуляции хорошо известны в технике. Дополнительные сведения относительно работы передающей аппаратуры этого типа могут быть найдены в патенте США N 5,103,459, поданном 7 апреля 1992 года, озаглавленном “Система и способ генерации форм волны сигналов в CDMA сотовой телефонной связи” того же автора.

Один класс ортогональных двоичных последовательностей, пригодных в качестве ортогональных кодов каналообразования, которые тоже относительно легко генерируются, называется классом функций Уолша. Функции Уолша получаются из функциональных матриц Уолша, которые известны также под названием матриц Адамара. Матрица Адамара порядка n над полем действительных чисел может быть определена рекурсивно как:

где обозначает адитивную инверсию H, а H₁ = 1 (Т.е. = -1).

Поэтому, первые две матрицы Адамара порядка 2 и 4 могут быть представлены следующим образом:

Функция Уолша просто является одной из строчек матрицы Уолша (матрицы Адамара), а функциональная матрица Уолша порядка “L” является квадратной матрицей, содержащей L функций или последовательностей, каждая из которых по длине равна L элементарным посылкам (битам).

Функция Уолша порядка n (как и другие ортогональные функции) имеет то свойство, что в интервале из L элементарных посылок (кодовый символ длиной L), некоторой строки элементарных посылок, перекрестная корреляция между всеми различными функциями из множества функций длины L равна нулю, при наличии временной упорядоченности. Это не зависит от модуляции данных (+ – 1) или от функции. Легко видеть, что ровно половина элементарных посылок или битов каждой из функций отличается от таких же элементарных посылок других функций. Это свойство делает такие функции крайне полезными в качестве кодов расширения или кодов каналообразования для создания ортогональных каналов связи на общей несущей частоте.

Для создания ортогональных каналов размер функции Уолша или длина кодовой последовательности L устанавливается равной необходимому числу ортогональных каналов, которые настраиваются на каждую из общих несущих частот в системе связи. Пример размера функции Уолша, пригодного для использования в усовершенствованных системах связи с ретрансляторами на спутниковой основе, является размер, равный ста двадцати восьми (L = 128) для линий связи международного узла связи с абонентом, когда на данной частоте создается до ста двадцати восьми различных сигналов связи или каналов (включая пилот канал, пэйджинговый канал и канал синхронизации) в пределах области покрытия каждого спутникового луча. Обычно такая система формируется как заранее определенное множество или таблица последовательностей, содержащих 128 функций Уолша, каждая из которых по длине равна 128 элементарным посылкам.

Как отмечалось ранее, характеристики демодуляции и декодирования сигналов для пользовательских блоков улучшаются благодаря присутствию пилот сигнала. Для формы волны пилот сигнала, обычно используются функции Уолша, состоящие только из единиц, они выбираются из всех множеств (действительных) функций Уолша, обозначаемых как W₀. Использование для всех пилот сигналов функций Уолша, состоящих только из единиц, в огромной степени облегчает поиск формы волны пилот сигнала, так как в результате этого процесса к PN последовательности расширения в сущности добавляется постоянная. После достижения синхронизации с внешним кодом PN, не требуется много времени или анализа сложных функций Уолша. Синхронизация функции Уолша жестко связана с периодом последовательности кодов PN, так как длина функции Уолша является делителем длины PN последовательности. Поэтому, так как сдвиги PN кода для базовой станции или международного узла связи являются кратными одному символу Уолша или ста двадцати восьми (128) элементарным посылкам (или длине выбранного конкретного символа Уолша), то синхронизация функции Уолша известна просто из периода синхронизации PN кода расширения.

Общий вид пользовательского блока или принимающей части для приема, свертывания и декодирования сигналов связи, где используется техника расширения спектра, описанная выше, показан на фиг. 1. Этот пользовательский блок может находиться, например, в устройстве беспроводной связи, таком как подвижный сотовый телефон, но этим его использование не ограничивается. В то же время, хотя считается, что пользовательские блоки вообще являются переносными или подвижными, но понятно, что предложения настоящего изобретения применимы также и к фиксированным блокам, когда необходимо обеспечить дистанционное беспроводное обслуживание. Это последняя услуга, в частности, относится к использованию спутниковых ретрансляторов для установки линий связи во многих удаленных областях всего мира, которые в противном случае выпали бы из инфраструктуры связи.

Пользовательские блоки в некоторых системах связи иногда называются пользовательскими терминалами или просто “пользователями”. Кроме этого, в системах, основанных на спутниковой связи, используется некоторое количество спутников и огромное количество пользовательских блоков, которые не будут здесь рассматриваться детально. Например, может использоваться несколько спутников, перемещаемых в нескольких орбитальных плоскостях, вообще на низких околоземных орбитах (LEO). Однако, для специалиста в данной области техники представляется очевидным, как использовать настоящее изобретение для различных пользовательских блоков, конфигураций спутниковых систем или международных узлов связи и базовых станций.

В приведенном на фиг. 1 образце приемника пользовательского блока или части демодулятора, используется по меньшей мере одна антенна 10, посредством которой принимаются и передаются сигналы связи на аналоговый приемник или на систему приемников 14. Передача сигналов может осуществляться посредством устройства антенного переключателя 12, так как одна и та же антенна может быть использована как для выполнения функций передачи, так и для выполнения функций приема, а каждая функциональная часть (ввода и вывода) должна быть изолирована от других в любой данный момент времени для предотвращения обратной связи и порчи. Однако, представляется очевидным, что в некоторых системах могут использоваться отдельные антенны для осуществления функций передачи и приема, выполняемых на разных частотах. Конфигурация антенны не оказывает непосредственного влияния на использование настоящего изобретения.

Аналоговый приемник 14 принимает аналоговые сигналы связи и передает цифровые сигналы связи по меньшей мере одному приемнику цифровых данных 16 и по меньшей мере одному поисковому приемнику 18. Дополнительные приемники данных 16_B-16_N используются для получения разнесения сигнала, они необязательны для конструкций некоторых систем. Для специалиста в данной области несложно сформировать критерии выбора количества используемых цифровых приемников: такими критериями являются стандартный уровень разнесения, сложность, надежность производства, стоимость и т.д. Как правило используется только один поисковый приемник, хотя это тоже зависит от сложности системы связи, количества искомых каналов, от необходимой скорости установки синхронизации с сигналом, от ограничений на синхронизацию и т.д., что хорошо известно в технике.

Кроме того пользовательский блок имеет по меньшей мере один процессор управления 20, связанный с приемниками данных 16a-16n совместно с поисковым приемником 18. Процессор управления 20 обеспечивает обработку основного сигнала, управления или согласование синхронизации, подачи электропитания и передачи управления, регулирует функции разнесения и сложения разнесенных сигналов. Другие основные функции управления, часто выполняемые процессором управления как часть работы по приему сигнала 20, связаны с выбором или манипуляцией ортогональными функциями или кодовыми последовательностями. Они могут включать сдвиги синхронизации, используемые для установки синхронизации с различными сигналами.

Выходы приемников данных 16a-16n связаны со схемой сложения разнесенных сигналов и декодера 22, которая передает единственный выходной сигнал на схему обработки цифрового спектра 24 под управлением процессора 20. Схема обработки спектра содержит остальные элементы для обработки и представления, используемые в данном пользовательском блоке для передачи и приема информации от пользовательского блока. То есть, устройство хранения данных или сигнала такое, как долговременная цифровая память или неустойчивая память; устройства ввода и вывода такие, как LCD (жидкокристаллические дисплеи) или экраны видеодисплеев, громкоговорители, терминалы с малой клавиатурой, а также микротелефонную трубку; A/D (аналого-цифровые) устройства, вокодеры и другие устройства обработки аналогового или речевого сигнала; и т.д., все они образуют части абонентской схемы обработки группового спектра, в которой используются известные в технике устройства. Как показано на фиг. 1, некоторые из этих устройств могут работать под управлением или во взаимодействии с процессором управления 20.

Сигналы, принятые антенной 10, обрабатываются аналоговым приемником 14, где они преобразуются с понижением частоты и усиливаются до их преобразования в ПЧ или в групповую частоту и подвергаются фильтрации и дальнейшему усилению. Полученные усиленные сигналы далее преобразуются в цифровую форму при заданной опорной частоте и передаются на приемник данных и поисковый приемник 16 и 18. Одновременно выходная информация может иметь форму объединенных сигналов синфазных каналов или каналов с квадратурным сдвигом или форму сигналов отдельных I и Q каналов и изображены раздельно для большей наглядности.

Как указывалось ранее, каждая базовая станция или международный узел связи в данной CDMA системе беспроводной сотовой телефонной связи типа системы с расширенным спектром, передает сигнал “пилот несущей”. Пилот сигналы используются пользовательскими блоками для установки исходной синхронизации системы или для отслеживания частоты и фазы сигналов, передаваемых системой связи. Пилот сигналы не содержат модуляцию данных и в сущности представляют функции PN расширения или коды, пары кодов (I и Q каналы), используемые системой связи. Одиночный пилот сигнал обычно передается каждым международным узлом связи или базовой станцией на каждой частоте, совместно используемой всеми абонентами, принимающими сигналы от этого источника. Для систем наземных ретрансляторов, каждый из секторов может иметь свой собственный определенный пилот сигнал для улучшенного повторного использования частоты. Для систем спутниковых ретрансляторов, пилот сигнал передается на каждой из частот луча спутника и поступает на международный узел связи, соответствующий спутнику или лучу спутника, используемому для установки линий связи.

Обычно, каждый пилот сигнал в системе связи генерируется путем использования одного и того же кода PN с различными сдвигами синхронизации кода. Благодаря этому, получаются сигналы, которые легко могут отделяться друг от друга, облегчая осуществление синхронизации и отслеживание. Другие сигналы используются для передачи информации, промодулированной с расширением спектра, каковой является информация идентификации международного узла связи, информация о синхронизации системы, информация пользовательского пэйджинга, а также различные другие сигналы управления.

Для поиска и для установки синхронизации с CDMA каналом линии передачи сигнала или с сигналом, пользовательский блок ищет наиболее мощный пилот сигнал, в течение ожидаемого интервала передачи PN кода и/или на ожидаемой частоте, которые называются также PN интервалом. То есть, для обнаружения наиболее мощного сигнала, который вообще является пилот сигналом, поисковый приемник настраивается для просмотра конкретной несущей частоты с заранее выбранной или предсказанной PN синхронизацией с учетом эффекта Доплера. В большинстве систем связи пилот сигналу приписывается дополнительная мощность для гарантии соответствующего успешного, быстрого отслеживания и установки синхронизации: эта мощность обычно в 4 – 7 раз превышает мощность сигнала обычного канала трафика. Однако, во время этого процесса может использоваться сигнал наиболее высокого уровня независимо от его назначения, то есть независимо от того, является ли он пилот сигналом или нет, если пригодна синхронизация PN кода. Кроме того, при использовании настоящего изобретения, более эффективно могут использоваться пилот сигналы меньшей мощности, так как используется энергия, получаемая от нескольких сигналов, а не только та, которая была получена от данного пилот сигнала.

Для установки или поддержания линии связи посредством конкретного приемника цифровых данных, назначается поисковый приемник 18 для просмотра сдвигов синхронизации заранее выбранных кодов PN и диапазона частот Доплера принятых сигналов связи для установки синхронизации с сигналом. То есть, для периодического поиска данных, принимаемых от аналоговых приемников и для выявления присутствия пилот сигнала (или другого необходимого сигнала); или для определения, какой из двух или более принимаемых пилот сигналов является подходящим пилот сигналом для использования в процессе последующего декодирования сигнала.

Этот процесс завершается путем установки или выбора предполагаемого сдвига по времени в качестве “гипотезы” синхронизации пилот сигнала. После выбора, гипотеза проверяется путем использования коррелятора сигнала для сжатия принятых сигналов связи, содержащих сигналы абонентских каналов, а также сопутствующий шум. Во время операции сжатия локально используются опорные коды расширения PN, которые используются или объединяются с входными сигналами с выбранным сдвигом во времени (гипотеза). Техника, используемая для определения успешного действия конкретной гипотезы, заключается в объединении амплитуд, связанных с элементарными посылками сигналов, передаваемых устройством сжатия в течение заранее выбранного интервала времени. Накопленные величины возводятся в квадрат и затем суммируются до сравнения с заранее определенным пороговым значением. Полученная величина имеет высокую вероятность того, что она превысит конкретное пороговое значение, когда синхронизация локальных опорных кодов PN совпадает с PN синхронизацией принятого сигнала.

Аппаратура, используемая для решения задачи по осуществлению необходимых измерений энергии, используемая во время принятия решений, связанных с обнаружением, и называемая иногда устройством обработки статистических данных проверки, показана на фиг. 2. На фиг. 2 показано, что сигналы, передаваемые от аналогового приемника 14, передаются на устройство 36 селекции или настройки на частоту, которое используется для настройки на частоту, на которую настроено поисковое устройство 18 или на которой оно имеет наилучшую чувствительность. Эта функция используется для просмотра различных частот Доплера или сдвигов частот, заранее выбранных для сигналов связи до установки синхронизации. Такая настройка частоты может быть реализована путем использования известных в технике устройств, таких как цифровой фазовращатель.

Выходной сигнал от устройства 36 настройки частоты передается на устройство сжатия или коррелятор 40, где он сжимается по отношению к коду PN расширения системы связи. Сигналы цифровой связи, вводимые в устройство сжатия 40, показаны разбитыми или разделенными на квадратную составляющую Qin и синфазную составляющую Iin сигнала, хотя этого можно не делать для некоторых приложений.

Второй набор входных сигналов коррелятора 40 содержит локальные опорные коды PN расширения сжатия P_Iref и P_Qref, которые генерируются в пользовательском блоке для составляющих Q и I сигнала. Эти коды PN могут быть получены от одного или более генератора кодов 38 или от других источников пользовательского блока. Устройства для генерации таких последовательностей хорошо известны в технике и упоминаются в указанных выше патентах.

Кодовые последовательности P_Iref и P_Qref передаются на устройство сжатия 40 с конкретным сдвигом по времени, который должен быть проверен в качестве заранее выбранной “гипотезы” пилот сигнала. То есть, в качестве предполагаемой величины времени, которая должна быть проверена поисковым устройством. Эта величина сдвига может быть получена описанным ранее контроллером абонента 20 или от части контроллера поискового приемника, который не показан и который выбирает исходную величину этого сдвига. Обычно, в качестве величины исходного сдвига по времени выбирается произвольная величина из заранее определенного диапазона. Как известно в технике, этот сдвиг обычно зависит от протоколов конкретной системы связи или от рабочих процедур, которые в свою очередь зависят от того, участвовал ли пользовательский блок в “холодном” или “горячем” запуске системы связи. Процедуры выбора сдвига известны проектировщикам систем, знакомым с данной областью техники, и здесь не рассматриваются более детально.

Устройство сжатия 40 объединяет соответствующие PN последовательности с выходными сигналами и создает скоррелированные или составляющие сигнала, которые передаются как последовательности элементарных посылок I и Q каналов I_out и Q_out. Элементарные посылки скоррелированных сигналов I_out, Q_out передаются со скоростью передачи элементарных посылок каждому из пары устройств накапливания или блоков накапливания и суммирования 42a и 42b, соответственно. В каждый момент времени или в каждом интервале, в течение которого поисковое устройство 18 формулирует гипотезу установки синхронизации, в устройстве накапливания 42a формируется сумма амплитуд N I-элементарных посылок, а в устройстве накапливания 42b формируется сумма N Q-элементарных посылок. Эти суммы называются когерентными объединениями или когерентными суммами.

Суммы, созданные в устройствах накапливания 42a и 42b, передаются каждому из двух устройств возведения в квадрат 44a и 44b, где они возводятся в квадрат для получения абсолютных значений. Результаты возведения в квадрат затем складываются совместно в элементе суммирования или в сумматоре 46 для формирования общего когерентного абсолютного значения Z_m. Значение Z_m связано с полной энергией сжатого принятого сигнала в течение периода объединения и передается со (скоростью элементарной посылки)/N, на третье устройство накапливания 48.

После этого поисковое устройство 18 составляет или создает из принятых компонент сигнала другую пару когерентных сумм, используя устройства накапливания 42, совместно возводит их в квадрат в устройствах возведения в квадрат 44a и 44b и складывает их в сумматоре 46. Полученные в сумматоре 46 результаты затем добавляются к Z_m для формирования Z_m+1 в устройстве суммирования 48 устройства накапливания. Сумма новых, возведенных в квадрат амплитуд или значений энергий с предыдущими когерентными суммами называется некогерентным объединением. Затем указанная операция повторяется M раз для создания суммы Z_m. Благодаря операции возведения в квадрат, каждая величина Z_m пропорциональна величине энергии, захваченной для этой части полного входного сигнала, который коррелирует с локально созданными кодами PN. То есть, который хорошо коррелирует в пределах текущего окна накапливания энергии.

Результат некогерентного объединения Z_m является суммой всех величин энергии для интервала объединения или накапливания, которая может сравниваться с пороговым значением для принятия решения, связанного с установкой синхронизации. То есть, проверяется, был ли использован во время свертывания соответствующий сдвиг по времени. Если пилот сигнал был скоррелирован соответствующим образом посредством поискового приемника, то тогда должна существовать значительная чистая энергия и она должна превысить пороговое значение. В противном случае, величины энергии будут относительно невелики в результате некорреляции и некоторого ослабления в результате принятия шума или мешающих сигналов низкого уровня.

Имеется и другой путь, когда окно, в пределах которого сигнал когерентно объединяется, определяет или представляет части длиной в N-бит более длинных локальных I и Q кодов PN, на основании которых легко получаются реперные векторы I и Q в N-мерном векторном пространстве. Для определения, какая часть полного входного сигнала коррелирует с этими векторами, формируются I и Q составляющие Z_m путем проектирования полного входного сигнала на эти два реперных вектора, с последующим возведением в квадрат и суммированием длин полученных проекций.

Когда проверяемые гипотезы оказываются неверными, то есть, когда часть сигнала (интервал интегрирования) не коррелирует с локальными PN, то результирующая Z_m принимает вклады от многих источников. Шум и помехи в принятом сигнале, сигнал, с которым может быть будет установлена синхронизация (пилот сигнал), а также другие пользовательские каналы или сигналы (порядка 127), связанные с данным сигналом, все они внесут энергию в Z_m.

С Z_m, как со случайной величиной, связывается функция плотности вероятности (PDF), которая вообще имеет форму, показанную на фиг. 3. Оказывается, что PDF, связанная с неверной гипотезой, не противоречива в известной степени по величине или структуре, независимо от используемой техники установки синхронизации. Во время проверки верной гипотезы, пилот сигнал и локально создаваемые PN настраиваются соответствующим образом и образуют большую (определяющую) корреляционную составляющую в Z_m. На графике PDF, показанном на фиг. 3, эта составляющая сдвигает вправо среднее значение PDF. Шум и остальные 127 каналов соответствуют дисперсии этой сдвинутой PDF.

В процессе установки синхронизации с одной простой величиной или во время установки синхронизации в течение одного интервала, устройством 48 в устройстве фиг. 2 выполняется M когерентных объединений или суммирований, в результате чего получается величина энергии Z_m, которая затем сравнивается с определенным пороговым значением Th_м в устройстве сравнения 50. Это можно осуществить, например, путем подачи величины Z_m, при (скорости передачи элементарной посылки)/(NxM) на один из двух входов устройства сравнения, подавая на второй вход пороговое значение Th_м. Если этой гипотезе не соответствует какой-либо пилот сигнал, то это означает, что был накоплен только шум и помехи и Z_m вообще окажется меньше необходимого определяющего порогового значения. С другой стороны, если поисковое устройство 18 настроено на верную гипотезу, то сумма будет иметь большее значение и вообще будет достаточно большой для того, чтобы превысить определяющее пороговое значение.

Однако, поисковому устройству 18 может потребоваться известное количество времени на выбор и обработку различных гипотез из-за очень больших размеров поискового пространства. Обычно решение этой проблемы важно на этапе исходного “холодного запуска” пользовательского блока в системе связи. Процесс установки синхронизации может быть улучшен путем использования так называемой многоинтервальной проверки гипотез. В этом случае используется последовательность уровней пороговых величин Th_m (m = 1, 2, …, M) для быстрого выявления неверных гипотез и для настройки на сдвиг синхронизации пилот сигнала. Этим обеспечивается более эффективный поиск с более высокой скоростью.

В многоинтервальном процессе, в каждый момент времени к некогерентной сумме Z_m-1 добавляется следующий член накапливания энергии, а полученная величина Z_m сравнивается с пороговым значением Th_m. Если Z_m превышает Th_m, то поисковое устройство продолжает работу для формирования Z_m+1 путем использования следующего набора энергий сигнала. Если, с другой стороны, Z_m оказывается меньше m^го порогового значения, то содержимое устройства накапливания 48 уничтожается и выбирается следующая гипотеза без формирования всех M некогерентных сумм. Проверка осуществляется только в том случае, когда будут превышены все пороговые значения от 1 до M.

На фиг. 4 графически показан этот процесс проверки пороговых значений, где показана последовательность проверочных статистик Z_m, каждая из которых превышает одно из знамений соответствующих первых трех пороговых значений. Если пороговые значения установлены или выбраны соответствующим образом, то в результате многоинтервального подхода уменьшается время установки синхронизации благодаря более быстрому выявлению неверных гипотез поисковым устройством 18. Более детальное описание двух уровней многоинтервальной установки синхронизации тоже может быть найдено в заявке на патент США с серийным номером N 08/283,304, озаглавленной “Способ и устройство для установки синхронизации в CDMA системе связи”, приведенной здесь в качестве ссылки.

После использования всех M выбранных пороговых значений во время проверки гипотез, определяется гипотетический пилот сигнал. В это время процесс поиска вообще выполняет фазу проверки, когда проверяется присутствие пилот сигнала до того, как пользовательский блок предпримет попытку демодулировать сигнал. Кроме этого, выполняется более точная оценка частоты пилот сигнала, так как в отличие от поисковых приемников устройства отслеживания частоты демодулятора вообще не оснащены достаточно широкими возможностями сдвига частоты.

В общем случае процесс интеграции и поиска оптимизируется для уменьшения времени интегрирования, обеспечивая достаточно высокую вероятность обнаружения пилот сигнала. Поисковые параметры, такие как количество и частоты нахлестывания для диапазона частот Доплера, называемые элементами дискретизации, которые используются в процессе тестирования, настраиваются для осуществления наибыстрейшей установки синхронизации. Другие параметры, такие как величина времени, необходимого для когерентного интегрирования, количество некогерентных объединений, количество используемых пороговых уровней, а также промежуток между последующими проверяемыми гипотезами или сдвигами по времени PN тоже настраиваются для минимизации времени, необходимого для поиска. Так как поисковый приемник не “знает”, где находятся границы элементарных посылок, то как показывает опыт, хорошие результаты получаются при использовании гипотез, синхронизация которых сдвинута на 1/2 элементарной посылки.

Известно, что длина интервала накапливания амплитуд сигнала или интервала интегрирования N обратно пропорциональна размеру элемента дискретизации частоты Доплера и пропорциональна общему количеству элементов дискретизации, необходимых для покрытия данного диапазона частот. Это более детально рассматривается в “Принципах многостанционного доступа с расширенным спектром” автора A. J. Viterbi, изданных в 1994 году. Поэтому, основным фактором во время оптимизации проверки гипотез является выбранная для N величина.

Более предпочтительно допустить использование нескольких различных величин для времени когерентного интегрирования N, так как малое значение N (например, N = 32) вызывает уменьшение времени, необходимого на установку синхронизации при относительно мощном пилот сигнале. Например, когда энергия элементарной посылки E_c составляет 16 дБ или менее уровня мешающего сигнала I₀. Это происходит по той причине, что небольшая величина N соответствует широким элементам дискретизации Доплера, так, что необходимо меньшее количество поисков на частоте Доплера, при условии, что пилот сигнал достаточно мощный. С другой стороны, для более слабого пилот сигнала большие величины N позволяют уменьшить время установки синхронизации, так как в случае увеличения чувствительности отпадает необходимость в поиске большего количества элементов дискретизации Доплера.

Кроме этого очевидно, что если для данного общего количества элементарных посылок “к”, используемых в PN коде свертывания, установить величину N равной k, а количество итераций объединения M установить равным 1, то получатся наилучшие результаты интегрирования.

То есть одно длительное накапливание энергии в течение интервала, равного длине всей последовательности кодов PN, порождает большую вероятность отделения гипотез, покрывающих периоды приема пилот сигнала и не пилот сигнала. Благодаря использованию как можно более длинных интервалов когерентного интегрирования, уменьшается количество неправильных аварийных сигналов и увеличивается вероятность обнаружения.

Однако, как правило, с увеличением значения N необходимо увеличивать количество элементов дискретизации частоты для сканирования диапазона частот Доплера. Нежелательно увеличивать используемый интервал времени интегрирования принимаемых данных сигнала за счет задержки связи с пользовательским блоком или увеличивать количество элементов дискретизации. Например, в случае накапливания в течение периода времени, превышающего обычный код расширения PN наземной беспроводной системы, состоящий из 32,678 элементарных посылок, потребуется недопустимо длительный по времени процесс поиска. Такое значение N полезно только для очень слабых пилот сигналов.

Поэтому была сделана попытка выбрать такую величину N, которая позволила бы уменьшить общее количество времени, требуемое для выполнения когерентных накапливаний. Наиболее подходящим значением для N является длина интеграции, равная 64 (N = 64), которая обычно является длиной функций каналообразования для наземных систем типа ретрансляторов и не нарушает ортогональность сигнала.

Однако, ожидается, что в системах связи, основанных на спутниковых ретрансляторах, и в некоторых будущих наземных системах будут использоваться более длинные ортогональные коды, длиной 128 элементарных посылок, с более короткими, длиной в 1024 элементарных посылок PN кодами расширения. Как и ранее, длина интегрирования 1024 покрывает длину полной последовательности кодов, но для этой большой величины требуется недопустимо большой временной интервал поиска. Если для поддержания ортогональности интервал накапливания N установлен равным по величине 128 элементарным посылкам, то интервалы времени для поиска получаются длиннее тех, которые получаются при N, равном 64 для всех, но более слабых пилот сигналов.

Однако, для более коротких интервалов интегрирования, таких как те, для которых N равно 64, ортогональность кода канала более не гарантируется. Хотя используемые для покрытия данных функции Уолша всегда ортогональны по всей их полной длине, но меньшие части этих функций, такие как те, для которых N не превышает половину полной длины функций, не являются ортогональными. Когда это происходит, функции Уолша для канала 0 (пилот сигнал) и для других каналов уже не всегда ортогональны. То есть, во время использования 128 функций Уолша длиной 128, по меньшей мере одна из последовательностей (в данном случае предполагается, что эта последовательность имеет номер 64) будет создавать помеху 0^ой последовательности кодов или функций, используемых, вообще для пилот сигналов.

Это становится очевидным с учетом того, что для любого набора функций Уолша, половина величин является единицей со знаком минус в пределах длины каждой последовательности кодов за исключением 0^го кода. То есть, каждая последовательность наполовину состоит из единиц, а наполовину из единиц со знаком минус вдоль всей ее длины. Однако, это неверно для некоторых последовательностей в пределах коротких частей их длин. Для коротких интервалов интегрирования такие функции могут начать создавать помехи друг друга во время установки синхронизации сигнала и могут отрицательно влиять на результаты проверки гипотезы.

Заявители обнаружили, что после наложения определенных ограничений на работу по интегрированию и установки границ, даже для более коротких интервалов интегрирования получается более жесткий процесс установки синхронизации. Далее, если установить определенный образец распределения сигналов среди ортогональных каналов сигнала, то получается дальнейшее усовершенствование процесса установки синхронизации. Энергия, которая ранее являлась источником помех и от которой необходимо было избавиться, может быть использована для улучшения процесса установки синхронизации с сигналом.

На основании использования основной структуры поискового устройства, показанного на фиг. 2, и путем создания Z для нескольких случаев, рассмотренных в качестве примеров, может быть проиллюстрирована новая техника установки синхронизации. При этом предполагается, что оптимальное значение N меньше, чем длина кода, выбранная на основании ожидаемой мощности пилот сигнала. Для фиксированного N не сравнивались относительные преимущества когерентного и некогерентного объединения. Кроме этого далее рассматривается изменение среднего значения Z в зависимости от средней энергии шума (дисперсии) Z для верной гипотезы, что не оказывает существенного влияния на процесс. Для ясности, основные понятия, используемые в настоящем изобретении, иллюстрируются путем использования функций Уолша длины четыре для ортогонального кодирования в соответствии с тем, что показано выше (где H₄ представляет матрицу Адамара, чьи строки составляют доступные функции Уолша от W₀ до W₃). Для специалиста в данной области техники представляется очевидным, как настоящее изобретение используется для более длинных последовательностей ортогональных кодов.

Вначале, амплитуда, с учетом полярности, для данных, передаваемых по ортогонально закодированным каналам Уолша W_i, обозначается как A_i. Это приводит к тому, что во время использования указанных выше функций W₀ – W₄, для кодирования или покрытия данных в каналах с 0 по 3, передаются сигналы со следующими значениями амплитуд.

Канал 0 A₀ A₀ A₀ A₀
Канал 1 A₁ -A₁ A₁ -A₁
Канал 2 A₂ A₂ -A₂ -A₂
Канал 3 A₃ -A₃ -A₃ A₃
Если время когерентного накапливания равно длине полной функции Уолша или равно длине символа, то есть если N равно 4, то все четыре канала Уолша ортогональны друг другу независимо от их полярности, благодаря модуляции данных.

Рассмотрим более короткие интервалы интегрирования, когда N равно 2. Здесь первый период интеграции охватывает элементарные посылки Уолша 0 и 1, а второй период интегрирования охватывает элементарные посылки Уолша 2 и 3. Легко видеть, что в течение этого интервала, последовательность W₂ не ортогональна последовательности нулевого канала W₀. Эти результаты приведены ниже в таблице 1.

Далее получаются следующие суммы S_m, получаемые путем интегрирования или накапливания в течение этих двух временных интервалов:
S_0-1 = 2(A₀ + A₂), (1)
S_2-1 = 2(A₀ – A₂). (2)
Не учитывая шум при этом анализе, в среднем получаются одни и те же суммы для каналов I и Q для поискового устройства 18. Как I сумма, так и Q сумма для каждого интервала возводится в квадрат, и полученные результаты складываются в сумматоре 46, на выходе которого получается Z_m, выходных сигналов из:
Z_0-1 = (S_0-1¹)² + (S_0-1^Q)² = 8(A₀ + A₂)², (3)
Z_2-3 = 8(A₀ – A₂)². (4)
Можно видеть, что если A₀ и A₂ имеют ту же самую полярность, то Z_0-1 относительно большое, в то время как Z_2-3 относительно мало. С другой стороны, если эти две амплитуды имеют противоположные полярности, то Z_0-1 будет большим, а Z_2-3 меньшим. Так как модуляция (полярность) A₂ заранее неизвестна, то неизвестно, какая из сумм Z_m представляет сумму амплитуд, а какая из сумм является относительной разностью. Это изменение результатов интегрирования в зависимости от неортогональных помех указывалось ранее.

Распространив этот анализ на случай использования функций Уолша W₀-W₁₂₇, имеющих длину 128, и выполнив интегрирование в течение половины длины интервалов или взяв N равным 64, можно увидеть, что канал Уолша 64 не ортогонален каналу Уолша 0. Поэтому во время установки синхронизации, канал 64 может вносить когерентные помехи во время проверки правильной гипотезы сдвига по времени PN последовательности.

Следовательно, в приведенном выше примере, сумма двух Z_m величин энергии Z_0-1 и Z_2-3 имеет вид:
Z_symbol = 16(A₀² + A₂²). (5)
Эта статистика проверки, которая теперь обозначается как Z_symbol, охватывает всю длину последовательности кодов и включает энергию обоих каналов 0 и 2 независимо от их относительных модуляций и мощностей сигналов. Таким образом окна установки синхронизации или интервалы интегрирования, которые составляют половину длины полной функции Уолша, могут успешно использоваться при условии, что сравнения пороговых значений выполняются только после всех других некогерентных суммирований. То есть, сравнения пороговых значений выполняются только на границах символов Уолша. Это позволяет осуществлять фактическое использование энергии в канале 64 для получения выгоды, если необходимо произвести осторожное сравнение некогерентных сумм с пороговыми значениями.

Если значение N равно одной четверти длины используемого символа Уолша или используемой последовательности кодов, то ортогональность теряют и другие члены. В указанном выше примере, это соответствует N, равному 4, что приводит к тому, что четыре канала Уолша оказываются неортогональными в течение интервала накапливания. Эти четыре значения Z_m накапливания частичной энергии имеют форму:
Z₀ = 2(A₀ + A₁ + A₂ + A₃)², (6)
Z₁ = 2(A₀ – A₁ + A₂ – A₃)², (7)
Z₂ = 2(A₀ + A₁ – A₂ – A₃)², (8)
Z₃ = A(A₀ – A₁ – A₂ + A₃)². (9)
После возведения в квадрат и суммирования членов для получения значения Z_symbol, все члены с противоположными знаками уничтожаются и в результате имеем:
Z_symbol = 8(A₀² + A₁² – A₂² + A₃²). (10)
В этом случае, путем объединения результатов четырех коротких накапливаний или интервалов интегрирования с тем, чтобы охватить длину одного символа Уолша, энергия четырех каналов Уолша включается в статистику проверки, используемую поисковым приемником 18. В результате этого получается дополнительная энергия, используемая поисковым устройством для определения пилот сигналов и синхронизации системы связи, что приводит к более жесткому механизму установки синхронизации для получения линий связи.

Результаты приведенного выше анализа можно распространить на ортогональные функции или последовательности кодов более широкого класса путем использования подстановки. Например, указанная выше матрица H₄ может быть расширена до матрицы H₁₂₈ путем замены каждой “1” на матрицу H₃₂, а каждой -1 на матрицу -H₃₂, что приводит к следующему результату:

Легко видеть, что после использоания H₁₂₈(W₀ – W₁₂₇) получаются те же относительные результаты, что и в случае использования H₄ (W₀ – W₃). Когда N равно 64, то статистика проверки содержит энергию от двух каналов 0 и 64, а когда N равен 32, то она содержит энергию четырех каналов 0, 32, 64 и 96. В то же время, если в качестве пилот сигнала используется W₁, вместо традиционно используемой функции W₀, то используется энергия каналов с 1 по 65, когда N равен 64, и используется энергия каналов 1, 33, 65 и 97, когда N равен 32.

То есть, когда количество каналов Уолша (и длина функций Уолша) равно L (128) и длина периода когерентного накапливания равна N (128, 64, 32, 16, .. . ), то количество каналов, чьи энергии объединяются в качестве энергий полезного сигнала путем использования настоящего изобретения, равно L/N (1, 2, 4, 8, …). Остальные каналы Уолша L-L/N (127, 126, 124, 120, …) не вносят ни какой-либо энергии, ни каких-либо помех в этот процесс, так как они оказываются ортогональными в течение этих периодов интегрирования. Они не создают помех установке синхронизации с пилот сигналом.

Основным ограничением является ограничение на количество каналов, для которых достаточно точно можно предсказать или гарантировать, что можно будет поддерживать передачу существенного количества энергии в каждый момент времени. Для периода интеграции N, равного L/2ⁿ (2ⁿ = 1, 2, 4, …), сигналы трафика, пэйджинга или синхронизации с постоянным или гарантированным минимальным количеством энергии должны предпочтительно назначаться каналам, которые отделяются от пилот канала шагом SL/2ⁿ, где n – положительное целое число, а S принимает значения от 1 до 2ⁿ-1 (1, 3, 7, …). Поэтому, множество вносящих вклады каналов имеет вид {W_x: x = 0, N, 2N, …, L-N}. Очевидно, что другие каналы или функции Уолша тоже могут использоваться по необходимости для пилот сигнала в данной системе связи, а эти взаимоотношения распространяются на любой из таких пилот каналов, в пределах всей длины используемых функций.

При использовании техники установки синхронизации посредством нескольких ортогональных функций настоящего изобретения в процессе проверки правильности гипотезы, получаются существенно лучшие результаты по сравнению со случаем использования известной техники установки синхронизации. Различие можно видеть из проиллюстрированного на фиг. 5 по сравнению с фиг. 3, как это указывалось ранее. Определяющая корреляционная компонента, получаемая на основании пилот сигнала, увеличивается на дополнительную определяющую компоненту пропорционально энергии канала 64. Это означает, что правый сдвиг PDF превышает тот, который имеется в случае известного процесса установки синхронизации. Так как расстояние между устройствами с правильной и неправильной PDF больше в случае установки синхронизации нескольких каналов Уолша, то может быть уменьшена вероятность потери вероятности фиксированного ложного аварийного сигнала (или наоборот) по сравнению с тем, что получается в случае известной техники установки синхронизации. Кроме этого, оказывается, что остальные 126 каналов ортогональны I и Q базисным векторам и не вносят никакого энергетического вклада в Z_m. Это приводит к меньшей дисперсии для Z_m, как показано на фиг. 5, благодаря чему также уменьшается вероятность ошибок.

В настоящем примере каждый символ или функция Уолша по длине равна 128 элементарным посылкам, хотя в технике известно, что можно использовать и другие длины, что согласуется с настоящим изобретением. Если используется последовательность PN кодов расширения, которая имеет длину 1024 элементарных посылок, то в этом случае должно быть 3 символа Уолша (123 элементарных посылок на символ Уолша, так как 1024/128 = 8) в течение одного периода или интервала кода PN. Когерентные накапливания, указанные выше, настраиваются таким образом, что они совпадают с границами символа Уолша. То есть, проверка пороговых значений производится, только когда достаточные M накопления в течение периода N приводят к достижению границы некоторого символа. Когерентные интегрирования должны согласовываться с информацией приемника о правильной синхронизации символа Уолша, при условии, что синхронизация PN правильна, а суммирование должно выполняться в течение полного символа без пересечения границы символа. Необязательно, чтобы эти окна согласовывались с 0 или с началом PN кода расширения, необходимо только, чтобы приемник знал, где начало.

Это проиллюстрировано на фиг. 6, где используются различные значения N для деления периода данного символа Уолша на последовательности одного или более периодов интегрирования или накапливания, известных также под названием окон когерентного накапливания. Легко видеть, что когерентные окна имеют такую конфигурацию, чтобы последующие смежные когерентные интегрирования, которые являются степенями 2, длины элементарной посылки (вплоть до длины символа Уолша), то есть 2ⁿ накапливаний, завершились бы в течение одного символа Уолша. На фиг. 6 n равен 0, 1 или 2, а N равен 128, 64 или 32 соответственно.

Одно из потенциальных неудобств для некоторых приложений заключается во влиянии переходов от одной гипотезы сдвига синхронизации кода PN к другой на скорость обработки сигналов для исполнения, показанного на фиг. 2. Например, рассмотрим последовательность событий, связанных с неправильным завершением проверки порогового значения во время применения обработки нескольких интервалов. Работа по возведению в квадрат и суммированию когерентных сумм I и Q с последующим выполнением сравнения с пороговым значением будет происходить в течение длительности нескольких элементарных посылок до завершения. Параллельно этой работе, устройства накапливания, используемые во время процесса когерентного интегрирования, должны накапливать данные для следующей когерентной суммы на случай превышения порогового значения. Если статистика проверки не превысит пороговое значение, то поисковое устройство должно перейти к следующей гипотезе PN сдвига и заново начать процесс накапливания. Если во время обращения PN генератора локального абонента к следующей гипотезе произойдет задержка на длительность одной элементарной посылки, то границы гипотетического символа тоже получат задержку длительностью в одну элементарную посылку.

Данные кратных каналов Уолша во время установки синхронизации не будут эффективно работать, если первая когерентная сумма во время проверки гипотезы не будет начинаться на границе символа. Впоследствии, если проверка порогового значения и обращение к следующей гипотезе не будут завершены в течение одного периода PN элементарной посылки, то поисковое устройство должно будет ждать границы следующего символа до момента, когда оно сможет начать накапливать данные в соответствии с новой гипотезой сдвига по времени. Так как это будет означать задержку на длительность 128 элементарных посылок, длительность таких простоев может оказывать существенное влияние и увеличивать длительность установки синхронизации. Ниже описаны два возможных способа компенсации таких простоев во времени.

Одним из потенциальных решений является непоследовательная проверка гипотез синхронизации. Например, если проверка порогового значения и обращение к следующей гипотезе завершается в течение интервала, длительностью в пять элементарных посылок, то проверяются гипотезы сдвига, которые разделены пятью элементарными посылками. Эти гипотезы сдвига могут быть проверены в приведенном ниже порядке, который может быть и другим:
0, 5, 10, …, 1020, 1, 6, …, 1021, 2, 7, …

Эта последовательность имеет то преимущество, что оно охватывает все 1024 гипотез (всевозможные сдвиги кода PN длиной 1024) до повторения и единственным непродуктивным интервалом времени является задержка в пять элементарных посылок за счет перехода к следующей гипотезе. Аппаратное обеспечение поискового устройства реализует это свойство, выполняя скачок длиной в 5 элементарных посылок и выполняя изменение сдвига в локальном PN генераторе. То есть, выходной сигнал локального PN генератора может просто отсоединяться или прерываться или может прекращаться работа генератора на длительность, равную длительности пяти элементарных посылок до повторного начала работы по расширению. Этим процессом легко управлять посредством устройства контроллера поискового устройства или контроллера пользовательского блока 20, который может вырабатывать сбрасываемые команды в соответствии с размером шагов приращения, используемых между гипотезами.

Другой подход заключается в добавлении устройства накапливания последующей гипотезы (или интервала времени для совместного использования существующего устройства накапливания данных в течение определенных периодов) для сбора данных, соответствующих следующей проверяемой гипотезе (задержанной на 1 элементарную посылку). Этот подход вообще позволяет избежать задержек переходов и предотвращает более сложные операции по управлению. Блок-схема устройства, пригодного для осуществления такого подхода, проиллюстрирована на фиг. 7, а краткое описание его работы дано ниже.

Согласно фиг. 7, устройство сжатия 40 и устройства накапливания 42a и 42b представляют устройство предварительной обработки поискового устройства, структуры устройства сжатия и устройства накапливания были показаны для устройства фиг. 2. Как и ранее, принятые элементарные посылки сигналов I и Q объединяются с соответствующими последовательностями PN кодов, полученных от PN генератора 52, например, посредством устройства сжатия или корреляции 40. Сжатые сигналы затем накапливаются, собираются и суммируются в течение необходимого периода интегрирования путем использования устройства накапливания 42a и 42b соответственно. Результаты такого суммирования передаются на элементы возведения в квадрат 44a и 44b, где они возводятся в квадрат до их суммирования в сумматоре 46 для получения когерентной суммы Z_m. Последовательность результатов суммирования Z_m, полученных в сумматоре 46, затем суммируется в устройстве суммирования 68 устройства накапливания для получения величины некогерентного объединения или статистики проверки Z_m.

Остальная структура, показанная на фиг. 7, используется для создания второго набора путей обработки сигнала, используя как данные I, так и данные Q, для накапливания в виде суммы, в соответствии со следующей проверяемой гипотезой, если текущая проверка не дала положительного результата. Эти пути обработки сигналов проиллюстрированы в верхней части фиг. 7. Сигналы, а также элементарные посылки I и Q одновременно подаются как на вход устройства объединения сигналов или устройства сжатия 40, так и на вход второго устройства объединения сигналов или устройства сжатия 60. Эти сигналы тоже объединяются с выходным сигналом PN генератора 52, а результаты передаются на устройства накапливания 62a и 62b. Так же, как это происходило в устройствах накапливания 42a и 42b, последовательность N элементарных посылок и величины амплитуд суммируются в устройствах накапливания 62a и 62b.

Однако, устройство задержки 54 последовательно соединено с выходом PN генератора 52, который связан с устройством сжатия 60, благодаря чему задерживается передача на вход сигнала. Длительность задержки, устанавливаемая устройством 54, в точности равна длительности одной элементарной посылки и используется для задержки корреляции сигнала, выполняемой устройством сжатия 60, на длительность одной элементарной посылки по сравнению с корреляцией сигнала, выполняемой устройством сжатия 40.

После накапливания и суммирования N элементарных посылок в каждом из устройств накапливания 42a, 42b, 62a и 62b, полученные значения фиксируются или временно сохраняются и передаются на их соответствующие выходы. В это время блоки накапливания устройств 42a, 42b и 62 очищаются и вновь происходит суммирование без игнорирования элементарных посылок и без задержки на длительность элементарной посылки. От источника управления, такого как процессор 20, могут подаваться команды “очистить” или “включить” для управления работой блоков накапливания или регистров и для ввода в действие выходов устройств накапливания 42a, 42b, 62a и 62b. В примере исполнения, команда или сигнал включения подается, чтобы устройства накапливания могли выполнить накапливание и суммирование. Во время отключения команды включения или когда она входит в состояние “не включена”, текущее содержимое устройств накапливания защелкивается за выходами. Команда “очистить” используется для стирания текущего содержимого устройства накапливания. Задержка таких команд для устройств накапливания 62a и 62b осуществляется совокупностью устройств задержки 66. Благодаря такой задержке, шаги фиксации и очистки в устройствах накапливания 42a и 42b выполняются с опережением в одну элементарную посылку по сравнению с устройствами накапливания 62a и 62b.

Проверка гипотез начинается с установки мультиплексоров 64a и 64b для связи выходов устройств когерентного накапливания 42a и 42b с устройствами возведения в квадрат 44a и 44b соответственно. После возведения в квадрат когерентных сумм и их суммирования в сумматоре 46, результат помещается в устройство накапливания 68, которое ранее было очищено. Текущая величина из устройства накапливания 68 сравнивается с пороговым значением из устройства сравнения 70. Если величина из устройства накапливания 68 превысит пороговое значение из устройства сравнения 70, то состояние мультиплексоров не изменяется и возводится в квадрат следующий набор когерентных сумм, после чего результат складывается с текущим содержимым устройства накапливания 68. С другой стороны, когда вновь измененное содержимое устройства накапливания 68 не превышает пороговое значение, то устройство накапливания 68 очищается, изменяется состояние мультиплексоров и они соединяют устройства накапливания 62a и 62b с устройствами возведения в квадрат 44a и 44b, соответственно и из части схемы, соответствующей задержанной гипотезе, извлекается следующая пара когерентных сумм. Как только эти суммы будут возведены в квадрат, сложены и помещены в устройство накапливания 68, мультиплексоры будут сброшены для соединения устройств накапливания 42a и 42b с устройствами возведения в квадрат.

После обнаружения непригодности порогового значения, обращение к новой гипотезе сдвига по времени для PN генератора 54 занимает по длительности N элементарных посылок (один интервал интегрирования). Это обращение легко осуществляется путем отключения генератора на один период опорной частоты. В течение этого периода задержки, устройства накапливания 42a, 42b, 62a и 62b тоже отключаются на время длительности одной элементарной посылки для предотвращения их работы, в результате которой была бы создана элементарная посылка повторного сигнала. Этот подход вызывает только задержку, равную длительности одной элементарной посылки в результате смены гипотез, что более приемлемо, чем ожидание в течение длительности периода полного символа Уолша.

В описанных выше исполнениях для установки синхронизации реализуются преимущества использования энергии нескольких каналов и в качестве подходящего диапазона мощностей пилот сигналов, ожидаемых во время использования системы связи, предоставляется диапазон N. Однако, хотя описанные выше исполнения улучшают процесс установки синхронизации с сигналом для пользователя системы связи с расширенным спектром, но изобретатели понимают, что возможно дальнейшее усовершенствование процесса установки синхронизации. Такое усовершенствование получается при распределении сигналов между различными ортогональными каналами конкретным образом. То есть, возможность использовать энергию нескольких каналов означает, что для установки синхронизации предпочтительно, чтобы имелась высокая вероятность использования конкретных каналов многостанционного доступа. Огромная польза этого процесса реализуется, когда в интересуемых каналах объем энергии относительно велик. Для получения более высокой средней энергии в этих каналах предпочтительно, чтобы им были приписаны определенные сигналы.

В приведенном выше примере, где L равно 128, высший приоритет, или протокол назначения предпочтительного сигнала применяется для того, чтобы определить, используется ли ортогональный канал 64. То есть, чтобы определить, содержит ли канал 64 энергию или мощность существенно постоянного уровня. Использование канала 64 позволяет устанавливать синхронизацию, когда N равно 64 или 32, в то время, как подача мощности в канал 32 позволяет устанавливать синхронизацию, только когда N равен 32. Это приводит к использованию вначале функции Уолша W₆₄ для передачи кодируемой информации или данных по каналам трафика в системе связи. Следующий наивысший приоритет применяется для проверки, используются ли каналы 32 и 96 или функции Уолша W₃₂ и W₉₆ и т. д. Каждый раз, когда необходимо использовать меньшие интервалы интегрирования или накапливания, трафик сигнала поддерживается для каналов, разделенных меньшим интервалом. Основным ограничением этого процесса является количество каналов, в которых реально можно поддержать мощность на высоком уровне или которые можно использовать для мощных сигналов в любое данное время. Считается, что поддержание мощности более чем в 4 или 8 каналах невозможно.

Одним из способов достижения необходимых предписаний каналов является использование схемы выделения канала Уолша с “обращением битов”. Трафики и воздушные каналы должны выделяться каналам Уолша в следующем порядке W₀, W_(L/2), W_(L/4), W_(3L/4), W_(L/8), . . . и т.д. Знакомые с данной областью техники поймут, что этот образец выделения соответствует назначению каналов трафика в порядке, противоположном порядку передачи битов, и как использовать известную технику и устройства, для того, чтобы достичь этого.

Альтернативой использования каналов трафика для получения экономии дополнительной энергии в процессе установки синхронизации в каналах многостанционного доступа является использование функций каналов пэйджинга и синхронизации. То есть закрепления за этими каналами или интервалами возможности передачи информации пэйджинга и синхронизации для гарантии, что они всегда будут использоваться. Вообще сигналы пэйджинга более “горячие”, т.е. работают с большей средней энергией или мощностью, чем сигналы синхронизации. После назначения пилот каналов или каналов пэйджинга этим конкретным позициям или расположениям каналов получается огромное количество энергии, которая успешно может использоваться для установки синхронизации с сигналами или для отслеживания синхронизации сигналов для пользователей системы связи. Это может использоваться либо для уменьшения времени, необходимого для установки синхронизации с сигналом, либо для улучшения надежности и жесткости процесса установки синхронизации.

Поэтому, то, что было описано, является новой техникой использования энергии в каналах многостанционного доступа с кодированием функций Уолша в системе связи с расширенным спектром для установки синхронизации с пилот сигналом или с другими необходимыми сигналами. Более того, представлена техника, где предпочтительное назначение каналов трафика или определенных функций системы ключевым ортогональным каналам улучшает процесс установки синхронизации с сигналом. Эта техника приводит к увеличению эффективной мощности пилот сигнала во время проверки правильности гипотез и кроме этого исключает возможность когерентных помех от других каналов Уолша или ячеек, лучей или части лучей, сделав их ортогональными в пределах окна интегрирования.

Приведенное выше описание предпочтительных исполнений представлено, чтобы позволить любому специалисту в данной области техники использовать настоящее изобретение. Для специалиста в данной области техники представляется очевидным, что можно осуществить различные усовершенствования этих вариантов, а приведенные общие принципы могут использоваться в других приложениях без использования изобретательского творчества. Например, указанная техника полезна для функций Уолша других длин и может использоваться также в неспутниковых усовершенствованных системах связи. Таким образом, предполагается, что настоящее изобретение не ограничивается приведенными здесь исполнениями, а относится к широкому кругу приложений, согласующихся с описанными здесь принципами и новыми свойствами.

Формула изобретения

1. Способ установки синхронизации по времени с одним или более сигналами ортогональных каналов в системе связи с расширенным спектром, в которой абоненты принимают и демодулируют один или более сигналов связи, заключающийся в том, что производят прием одного или более сигналов связи, каждый из которых содержит сигналы многочисленных каналов, которые ортогонально кодируют путем использования одной из заранее выбранных совокупностей функций Уолша, которые расширяют путем использования, по меньшей мере, одной общей последовательности псевдослучайного шума (ПШ) используемой с одним из совокупности сдвигов по времени, связанных друг с другом в упомянутой системе, выбирают величины сдвига по времени для последовательности ПШ для использования в принимающем пользовательском блоке, производят сжатие упомянутых сигналов связи путем использования последовательности кодов ПШ при выбранных сдвигах по времени для получения закодированных символов, отличающийся тем, что производят когерентное накапливание амплитуд закодированных символов в течение заранее определенного интервала времени, эквивалентного длине упомянутой функции Уолша, деленной на коэффициент 2ⁿ, где n – положительное целое, возводят в квадрат результаты упомянутого когерентного накапливания, объединяют результаты возведения в квадрат в течение интервала, начинающегося и заканчивающегося на границах функции Уолша в соответствии с тем, что было выбрано принимающим пользовательским блоком, сравнивают результаты упомянутого объединения с, по меньшей мере, одним пороговым значением, устанавливают упомянутый сдвиг во время, выбираемый упомянутым принимающим пользовательским блоком в качестве сдвига по времени для необходимого сигнала ортогонального канала, когда результаты объединения превысят упомянутое пороговое значение, а также изменяют выбор упомянутой величины сдвига по времени и повторяют упомянутые сжатие, накапливание, возведение в квадрат, объединение и сравнение по порядку до превышения упомянутого порогового значения.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что при упомянутом изменении дополнительно определяют момент превышения результатами упомянутого объединения по меньшей мере двух заранее определенных пороговых значений.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что при объединении производят накапливание результатов возведения в квадрат и их суммирование в течение интервала, начинающегося и заканчивающегося на границах упомянутой функции Уолша.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутый сигнал ортогонального канала, с которым необходимо установить синхронизацию является сигналом пилот канала.

5. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутый сигнал ортогонального канала, с которым необходимо установить синхронизацию, является сигналом канала пэйджинга.

6. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутый сигнал, с которым необходимо установить синхронизацию, является относительно мощным сигналом канала трафика.

7. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутое когерентное накапливание выполняют в течение интервала, длительность L/2ⁿ, где L – длина используемой функции Уолша, пилот сигнал передают по первому каналу, а один или более относительно мощных сигналов предпочтительно передают по каналам, которые отделены от первого канала на шаги, равные SL/2ⁿ, где n является положительным целым, а S принимает значения от 1 до 2^n-1.

8. Способ по п.7, отличающийся тем, что функции Уолша имеют длину 128 элементарных посылок, а пилот сигнал передают по каналу О в то время, когда трафик связи передают по каналам 32, 64 и 96.

9. Способ по п.7, отличающийся тем, что упомянутые ортогональные коды являются функциями Уолша длины 128, а пилот сигнал передают по каналу 1, в то время, когда трафик связи передают по каналам 33, 65 и 97.

10. Способ по п.7, отличающийся тем, что упомянутый мощный сигнал содержит пэйджинговый сигнал.

11. Способ по п.7, отличающийся тем, что упомянутая функция Уолша имеет длину 128 элементарных посылок, а пилот сигнал передают по каналу О, в то время как пэйджинговые сигналы передают по меньшей мере по одному из каналов 32, 64 и 96.

12. Способ по п.7, отличающийся тем, что упомянутый мощный сигнал содержит сигнал синхронизации.

13. Устройство для установления синхронизации по времени с одним или более сигналами ортогональных каналов в системе связи с расширенным спектром, в которой абоненты системы принимают и демодулируют один или более сигналов связи, содержащее приемник для приема одного или более сигналов связи, каждый из которых содержит сигналы каналов, ортогонально кодируемых путем использования одной из заранее выбранных совокупностей функций Уолша, которые расширяют с использованием, по меньшей мере, одной общей последовательности псевдослучайного шума (ПШ), используемой с одним из совокупности сдвигов по времени, связанных друг с другом в упомянутой системе, устройство для выбора величины сдвига по времени последовательности ПШ и для генерации упомянутой последовательности ПШ с упомянутым выбранным сдвигом по времени, соответствующем вновь выбранному входному сигналу, для изменения упомянутой выбранной величины сдвига по времени и повторной генерации упомянутой последовательности ПШ с упомянутым измененным значением сдвига по времени, устройство сжатия сигнала, подключенное для приема сигналов связи и упомянутой последовательности ПШ и для сжатия упомянутых сигналов связи в закодированные символы путем применения упомянутой последовательности кодов ПШ с упомянутым выбранным сдвигом по времени, отличающееся тем, что содержит устройство когерентного накапливания, подключенное для приема закодированных символов и для суммирования амплитуд закодированных символов в течение заранее определенного интервала времени, эквивалентного длине упомянутой функции Уолша, деленной на 2ⁿ, где n – положительное целое, устройство перемножения, связанное с упомянутым устройством когерентного накапливания для приема и возведения в квадрат результатов суммирования, устройство объединения, подключенное для приема и интегрирования результатов возведения в квадрат в течение интервала, начинающегося и заканчивающегося на границах функции Уолша в соответствии с выбором принимающего пользовательского блока, устройство сравнения, подсоединенное для приема и сравнения результатов упомянутого интегрирования по меньшей мере с одним пороговым значением, а также устройство генерации команды повторного выбора, подключенное к упомянутому устройству для выбора и генерации, а также к упомянутому устройству сравнения для генерации команды повторного выбора после сравнения с пороговым значением, если упомянутое пороговое значение не превышено.

14. Устройство по п.13, отличающееся тем, что в упомянутом устройстве сравнения использованы, по меньшей мере, два заранее определенных пороговых значения.

15. Устройство по п.13, отличающееся тем, что упомянутое устройство объединения содержит, по меньшей мере, одно устройство накапливания для хранения и суммирования результатов возведения в квадрат в течение интервала, начинающегося и заканчивающегося на границах функции Уолша.

16. Устройство по п.13, отличающееся тем, что упомянутый сигнал ортогонального канала, синхронизацию с которым необходимо осуществить, является сигналом пилот канала.

17. Устройство по п.13, отличающееся тем, что упомянутый сигнал ортогонального канала, синхронизацию с которым необходимо осуществить, является сигналом пэйджингового канала.

18. Устройство по п.13, отличающееся тем, что упомянутый сигнал, синхронизацию с которым необходимо осуществить, является относительно мощным сигналом канала трафика.

19. Устройство по п.13, отличающееся тем, что упомянутое накапливание происходит в течение интервала длиной L/2ⁿ, где L является длиной используемой функции Уолша, пилот сигнал передают по первому каналу, а один или более сигналов относительно высокого уровня предпочтительно передают по каналам, которые отделяются от первого канала на шаги SL/2ⁿ, где n – положительное целое, а S принимает значения от 1 до 2^n-1.

20. Устройство по п.19, отличающееся тем, что функции Уолша имеют длину 128 элементарных посылок, а пилот сигнал передают по каналу О в то время, как трафик передают по каналам 32, 64 и 96.

21. Устройство по п.19, отличающееся тем, что упомянутые функции Уолша имеют длину 128 элементарных посылок, а пилот сигнал передают по каналу 1, в то время как трафик передают по каналам 33, 65 и 97.

22. Устройство по п.19, отличающееся тем, что упомянутый сигнал высокого уровня содержит пэйджинговый сигнал.

23. Устройство по п.19, отличающееся тем, что упомянутый сигнал высокого уровня содержит сигнал синхронизации.

РИСУНКИ