Патент на изобретение №2157044
|
||||||||||||||||||||||||||
(54) СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ РАСШИРЕНИЯ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА ПРИЕМНИКА
(57) Реферат: Сущность изобретения: в способе расширения динамического диапазона в системе цифровой радиопередачи, при котором в приемнике, включающем ограничитель сигнала, к которому подсоединен аналого-цифровой преобразователь (АЦП), квадратурный делитель, который связан с АЦП, а также декодер, который связан с квадратурным делителем, выбирают величину верхнего предела для динамического диапазона АЦП, определяют минимально допустимое качество сигнала для обработки радиосигнала в приемнике, генерируют величину качества сигнала на выходе АЦП, сравнивают сгенерированную величину качества сигнала с минимально допустимым качеством сигнала и ограничивают сигнал, поступающий на АЦП, так, чтобы мощность сигнала превысила бы величину верхнего предела АЦП и так, чтобы было превышено минимально допустимое качество сигнала, когда мощность сигнала, передаваемого от ограничителя сигнала, превысит величину верхнего предела. Технический результат – расширение динамического диапазона без сложной модификации. 2 с. и 3 з.п. ф-лы, 8 ил. Изобретение относится к способу и устройству для расширения динамического диапазона приемника сигнала в системе передачи цифрового сигнала, т.е. для улучшения возможности приемника правильно воспроизводить сигналы различной мощности. Во время передачи таких сигналов, как речевые сигналы между передатчиком и приемником, необходимо, чтобы приемник имел определенный динамический диапазон для правильного воспроизведения сигналов. Мощности сигналов могут изменяться значительно во время их приема приемником и широкий динамический диапазон позволяет лучше воспроизводить сигнал в приемнике. Например, в патенте США N 5276685 описывается способ согласования мощности принимаемого приемником сигнала со способностью приемника принимать этот сигнал, так называемая автоматическая регулировка усиления. Когда мощность принимаемого приемником сигнала больше значения верхнего предела динамического диапазона приемника, сигнал ослабляется. Когда мощность принимаемого приемником сигнала меньше значения нижнего предела динамического диапазона приемника, сигнал усиливается. Один из недостатков, связанный с описываемым в патенте США способом, заключается в необходимости сложного устройства дополнительно к устройству, обычно имеющемуся в приемнике. Это дополнительное устройство повышает стоимость. Кроме этого, возникают проблемы, когда мощность сигнала изменяется очень резко. В патенте США N 4893316 описывается другой способ расширения динамического диапазона. В этом патенте описывается процесс возмущения. Под возмущением, кратко говоря, подразумевается воздействие известного шума на сигнал, который слишком слаб для детектирования. Шум накладывается на этот сигнал. Сигнал может быть продетектирован путем усиления суммарного сигнала с последующей отфильтровкой известного шума. Недостаток, связанный с процессом возмущения, заключается в необходимости наличия компонентов генераторов и подавителей шума, что тоже увеличивает стоимость. Динамический диапазон может быть увеличен также путем увеличения количества уровней квантования и использования 13-битного аналого-цифрового преобразователя вместо 12-битного преобразователя. Увеличение количества битов приводит к увеличению количества уровней квантования, что позволяет правильно воспроизводить расширенный динамический диапазон. Однако, аналого-цифровые преобразователи, которые имеют такие усовершенствованные возможности, тоже увеличивают стоимость и сложны в изготовлении. Приемник сигнала цифровой системы принимает аналоговый сигнал после прохождения этого сигнала через определенную ступень преобразования аналогового сигнала. Затем сигнал преобразуется в цифровую форму для выделения цифровой информации из этого сигнала. Проблема, связанная с динамическим диапазоном, решается путем расширения динамического диапазона за пределы нормального предельного значения на этапе обработки аналогового сигнала. Затем амплитуда сигнала ограничивается во время его преобразования в цифровую форму. Этот преобразованный в цифровую форму сигнал содержит информацию об амплитуде, которая могла бы быть потеряна, если бы сигнал ограничивался на этапе преобразования аналогового сигнала. Настоящее изобретение, кроме этого, относится к устройству, использующему указанный выше способ. Основной задачей настоящего изобретения является получение информации об амплитуде из сигнала даже тогда, когда мощность сигнала превышает упомянутое значение предела. Другой задачей является усовершенствование передачи информации, когда на передаваемый сигнал воздействуют серьезные возмущения и помехи. Другой задачей является усовершенствование обработки сигнала в эквалайзере, смонтированном в передатчике. На указанном выше этапе обработки аналогового сигнала ограничивается амплитуда принятого сигнала в соответствии с расширенным динамическим диапазоном и осуществляется фильтрация сигнала фильтром нижних частот. Когда передаваемый сигнал имеет высокую несущую частоту, то этапу обработки сигнала предшествует процесс преобразования частоты путем смешивания принятого высокочастотного сигнала с синтезированной частотой для получения сигнала со средней частотой. Сигнал с отфильтрованной нижней частотой затем подается на аналого-цифровой преобразователь, диапазон которого дополнительно расширяется в соответствии с отфильтрованным по нижней частоте сигналом. Затем сигнал проходит процесс дальнейшего преобразования во время дальнейшей обработки в аналого-цифровом преобразователе для получения группового сигнала, который разделяется на действительную и мнимую части. Амплитуда каждого из этих двух сигналов ограничивается и получается пара сигналов, содержащих передаваемую цифровую информацию. Несмотря на необходимость ограничения амплитуды, которая возникает из-за дополнительного расширения диапазона аналого-цифрового преобразователя, действительный и аналоговый сигналы совместно содержат определенную информацию об амплитуде, включая величину амплитуды, которая соответствует граничному значению аналоговой амплитуды. Дополнительное расширение диапазона аналого-цифрового преобразователя вызывает появление цифровых гармоник и фазовой ошибки, хотя фазовая ошибка относительно мало влияет на процесс непрерывной обработки сигнала. Одно из преимуществ настоящего изобретения заключается в том, что из принятого сигнала может быть получена определенная информация об амплитуде даже в случае сигналов, чьи амплитуды были ограничены. Другим преимуществом является то, что существующие приемники сигналов могут быть использованы без сложной модификации или изменения структуры этих приемников. На фиг. 1 схематически показана блок схема системы передачи, которая содержит передатчик и приемник. Фиг. 2a и 2b являются диаграммами мощности сигнала, которые показывают мощность сигнала, принятого приемником. Фиг. 3 является I/Q диаграммой, иллюстрирующей принцип GMSK модуляции. Фиг. 4 является диаграммой амплитуды, показывающей амплитуду принятого сигнала, когда приемник располагается близко к передатчику. Фиг. 5 является l/Q диаграммой, показывающей принцип GMSK демодуляции. Фиг. 6 является фазовой диаграммой, показывающей фазовую ошибку во время перемодуляции приемника. Фиг. 7 является диаграммой частот, показывающей различные частотные компоненты, возникающие во время дополнительного расширения диапазона приемника. Фиг. 8 представляет блок, схематически иллюстрирующий устройство изобретения. Наилучший режим использования изобретения На фиг. 1 показан общий вид системы передачи TS в подвижной телефонной системе GMS (Глобальная система для подвижной связи) типа. В проиллюстрированном исполнении система передачи TS включает передатчик TX базовой станции наземной подвижной сети общего пользования PLMN, а также приемник RX подвижной станции MS. В проиллюстрированном случае передатчик был установлен в базовой станции, а приемник – в подвижной станции, хотя их можно поменять местами. На фиг. 1 показаны только те компоненты, которые имеют существенное значение для настоящего изобретения и на этой фигуре не показаны детали системы передачи TS. Микрофон MC, расположенный в телефонном блоке, связан с первичным аналого-цифровым преобразователем 1 наземной подвижной сети общего пользования PLMN. Первичный аналого-цифровой преобразователь 1 связан с кодером 2 передатчика TX базовой станции. В проиллюстрированном случае кодер 2 включает кодер каналов и устройство перемежения. Можно рассмотреть и некоторые другие типы кодирования, например кодирование и шифрование речи. Кодер 2 далее будет описан более детально и в основном используется для генерации вспомогательного сигнала, т.е. сигнала, который более устойчив во время передачи от передатчика TX к приемнику RX по сравнению с исходным сигналом. Кодер 2 связан с модулятором 3, который генерирует, используя принятый сигнал, фазомодулированную аналоговую несущую, имеющую несущую частоту, зависящую от связи. Модулятор 3 связан с усилителем 4 передатчика, который связан с антенной передатчика 5. Приемник RX подвижной станции MS имеет приемную антенну 6, которая связана с усилителем 7 приемника. Усилитель 7 приемника включает усилитель сигнала AMPL, который приспосабливает мощность сигнала для обработки последующими компонентами и компенсирует потерю мощности. Усилитель 7 приемника связан с демодулятором 8. Демодулятор 8 включает частотный смеситель MIX, который выделяет сигнал заранее определенной частоты из информации, принятой по воздушному интерфейсу между передатчиком TX и приемником RX. Частотный смеситель MIX связан с ограничителем сигнала LIMIT, который ограничивает мощность принимаемых сигналов. Ограничитель сигналов связан с аналого-цифровым преобразователем ADC, который преобразует выделенный сигнал из аналоговой в цифровую форму. Аналого-цифровой преобразователь ADC связан с квадратурным делителем I/Q. Функционирование аналого-цифрового преобразователя ADC и квадратурного делителя I/Q тесно связано с сутью настоящего изобретения и будет описано далее более детально. Демодулятор 8 связан с декодером 9. Декодер 9 связан с аналого-цифровым преобразователем 10 в подвижной станции MS. Аналого-цифровой преобразователь 10 связан с громкоговорителем LS. Фигура 2a является диаграммой, на которой ордината представляет мощность сигнала /SS/, выраженную в децибелах по отношению к опорному уровню 1 mW /dBm/, а абсцисса представляет длину /l/ в метрах /m/. Длина l = 0 метров соответствует положению базовой станции. Непрерывная кривая мощности FS соответствует мощности сигнала, передаваемого от передатчика TX и принимаемого приемником RX. Таким образом, мощность сигнала имеет наибольшее значение, когда подвижная станция расположена поблизости от базовой станции и становится меньше с увеличением расстояния между подвижной и базовой станцией. Фиг. 2a далее будет описана более детально. Аналогично фиг. 2a, фиг. 2b является диаграммой, на которой ордината представляет мощность сигнала /SS/, выраженную в децибелах по отношению к опорному уровню 1 mW /dBm/, а абсцисса представляет длину /l/ в метрах /m/. Длина l = 0 метров соответствует расположению базовой станции. Непрерывная кривая мощности JS 1 соответствует мощности сигнала, принимаемого аналого-цифровым преобразователем ADC подвижной станции MS, после обработки сигнала в усилителе 7 приемника. Далее фиг. 2b будет описана более детально. Теперь будет описана обработка сигнала в случае передачи речевой информации, причем обработка сигнала будет описана, когда речевая информация передается от микрофона MC к громкоговорителю LS посредством радиопередатчика TX и радиоприемника RX в соответствии с современным уровнем техники. Способ обработки сигналов в приемнике RX в соответствии с настоящим изобретением будет описан далее. Этапы, которые наиболее важны для настоящего изобретения, будут проиллюстрированы отдельно и будут детально описаны эффекты, получаемые в соответствии с настоящим изобретением. Способ обработки сигналов во время передачи речевой информации состоит из следующих шагов: – Речевой сигнал A, принятый от пользователя, преобразуется в аналоговый сигнал B в микрофоне MC. – Аналоговый сигнал B преобразуется в импульсно-кодово- модулированный сигнал, в так называемый PCM-сигнал C, в наземной подвижной сети общего пользования PLMN. PCM-сигнал C подается на передатчик TX базовой станции посредством PCM-линии. Этот сигнал передается со скоростью 64 кбит/с. – PCM-сигнал C кодируется в кодере 2 передатчика TX. Как упоминалось ранее, кодер 2 имеет кодер канала и устройство перемежения. Необходимо кратко отметить, что кодер канала размножает информацию PCM-сигнала для получения запаса передаваемого сигнала. Этот запас позволяет легче выявлять ошибки, которые возникают во время передачи информации от передатчика TX к приемнику RX. Если во время передачи изменяются значения одиночных битов, то дополнительная передача позволяет легче восстанавливать исходный сигнал. Устройство перемежения распределяет биты так, чтобы последовательные биты на выходе устройства перемежения разделялись бы и отделялись друг от друга в устройстве перемежения. В пакетах сигналов часто возникают помехи во время передачи по воздушному интерфейсу между передатчиком TX и приемником RX. Полная потеря разборчивой информации может предотвращаться путем разделения информации посредством устройства перемежения. Функции кодера канала и устройства перемежения хорошо известны знакомым с данной областью техники и поэтому не будут описаны более детально. Кодер 2 генерирует цифровой групповой сигнал D. В результате кодирования канала и перемежения получается более стабильный групповой сигнал, чем исходный PCM-сигнал C во время передачи от передатчика TX к приемнику RX. – Групповой сигнал D затем передается на модулятор 3 и там преобразуется в аналоговую фазомодулированную несущую E. Эта модуляция осуществляется в соответствии с GMSK-способом (Гауссова манипуляция с минимальным сдвигом), который является способом модуляции, позволяющим получать относительно узкую полосу частот. Кратко говоря, во время модуляции в соответствии с GMSK-способом в групповой сигнал D включаются биты, указывающие конкретный сдвиг фазы генерируемой несущей E. На фиг. 3 посредством I/Q-диаграммы показано, как сдвиг фазы несущей E изменяется от первого сдвига P1 ко второму сдвигу P2, когда модулятор принимает новый бит от группового сигнала D. GMSK-модуляция является техникой модуляции, широко используемой в области связи и известна знакомым с данной областью техники. Таким образом, сдвиг фазы несущей E изменяется в соответствии с информацией, содержащейся в групповом сигнале D. Амплитуда несущей E постоянна и несущая частота, выбираемая в соответствии с описанием GSM, тоже постоянна, для проиллюстрированного примера она была выбрана равной 900,2 МГц. – Максимальная мощность принимаемого сигнала определяется в соответствии с заранее определенной величиной из описания системы для GSM-систем. В соответствии с проиллюстрированным примером максимальная мощность сигнала SS равна -15 дБМ, как показано на фиг. 2a. – Несущая E передается на усилитель 4 передатчика и преобразуется в радиосигнал F, а затем передается при заданной мощности сигнала посредством антенны 5 передатчика. – После обработки сигнала в приемнике получается минимально приемлемое качество сигнала, указанное в требованиях к системе. Требования к системе приведены в GSM-описании. – Выбирается опорное напряжение аналого-цифрового преобразователя ADC. Этот выбор делается в соответствии с необходимой разностью между максимальной и минимальной амплитудой сигнала, принимаемого аналого-цифровым преобразователем. В случае показанного исполнения максимальная амплитуда принимаемых сигналов соответствует +1 Вольту. При 50 Ом, +1 Вольт соответствует мощности сигнала  Мощность сигнала +10 дБм на фиг. 2b показана как верхний предел OG для аналого-цифрового преобразователя ADC. – Выбирается количество уровней квантования, соответствующее аналого-цифровому преобразователю ADC. В случае проиллюстрированного исполнения, количество уровней квантования равно 4095, так как в качестве аналого-цифрового преобразователя ADC был выбран 12-битный аналого-цифровой преобразователь. Этот выбор был сделан для обеспечения необходимых динамических характеристик аналого-цифрового преобразователя ADC. – Посредством антенны 6 приемника принимается радиосигнал F и передается от антенны 6 к усилителю 7 приемника. Принятый полный радиосигнал включает совокупность других частот в дополнение к частоте 900,2 МГц, передаваемой от передатчика TX. Принятый полный радиосигнал F усиливается в усилителе сигнала AMPL. Так как максимальная мощность сигнала SS равна -40 дБМ, в соответствии с описанием GSM, то необходимо усиление в 50 дБ для получения выбранной величины верхнего предела OG, равной +10 дБм для аналого-цифрового преобразователя ADC (-40 дБм плюс 50 дБ =  10 дБм). Таким образом, происходит усиление, равное 50 дБ, так что радиосигнал будет усилен без превышения ранее упомянутого верхнего предела OG выбранного аналого-цифрового преобразователя ADC. После усиления в усилителе 7 приемника максимальная мощность сигнала должна быть меньше значения верхнего предела OG, если нет необходимости дополнительного расширения динамического диапазона аналого-цифрового преобразователя. Полный принятый и усиленный сигнал F будет упоминаться как фронтальный сигнал G.
– Фронтальный сигнал G передается от усилителя 7 приемника на частотный смеситель MIX демодулятора B. Как упоминалось ранее, фронтальный сигнал G включает частоты, которые добавляются к частоте, передаваемой от передатчика TX, т.е. к 900,2 МГц. Необходимая, так называемая первая промежуточная частота H, равная 75 МГц, может быть получена путем смешивания фронтального сигнала G с так называемой синтезированной частотой SYNTH, равной 825,2 МГц (промежуточная частота 75 МГц соответствует (900,2 минус 825,2)). Причина выбора синтезированной частоты SYNTH и соответствующей промежуточной частоты, равной 75 МГц, заключается в том, что фильтры приемника RX настроены на прием выбранной первой промежуточной частоты H, равной 75 МГц. Функционирование частотного смесителя MTX хорошо известно знакомым с данной областью техники связи и поэтому не будет описано детально.
– Первая промежуточная частота H передается от частотного смесителя MIX на ограничитель сигнала LIMIT. Ограничитель сигнала LIMIT предотвращает дальнейшее перемещение по приемнику RX сигналов, чьи мощности превышают -40 дБм. На фиг. 2a показано, что в соответствии с описанием GSM принятый сигнал ограничивается, когда подвижная станция находится поблизости от базовой станции и мощность сигнала превышает -40 дБм. Ненужные компоненты частоты, которые возникают из-за ограничения этого сигнала, отфильтровываются ограничителем сигнала LIMIT. Отфильтрованный и ограниченный в ограничителе сигнала LIMIT сигнал будет упоминаться как ограниченная промежуточная частота J. Мощность сигнала SS для ограниченной промежуточной частоты J показана на фиг. 2b посредством непрерывной кривой мощности JS1. Как упоминалось ранее, положение базовой станции на фиг. 2b отсчитывается на ординате. Верхняя часть непрерывной кривой мощности JS1 показывает мощность сигнала ограниченной промежуточной частоты, когда подвижная станция MS располагается поблизости от базовой станции. Мощность сигнала, которая уменьшается по мере увеличения расстояния l, когда подвижная станция удаляется от базовой станции, является мощностью сигнала на входе аналого-цифрового преобразователя ADC. Выбранный аналого-цифровой преобразователь ADC имеет возможность преобразовывать ограниченную промежуточную частоту из аналоговой формы в цифровую при условии, что подвижная станция расположена между l = L0 и l = L2. Когда подвижная станция располагается между l = L0 и l = L1, то мощность принимаемых антенной сигналов превышает -40 дБм и аналого-цифровым преобразователем принимается сигнал максимальной мощности MXS. Затем сигнал максимальной мощности MXS воспроизводится в аналого-цифровом преобразователе с наивысшим уровнем квантования, т.е. двенадцать битов аналого-цифрового преобразователя представляют уровень квантования #4095. Аналого-цифровым преобразователем может воспроизводиться наименьшая принимаемая мощность сигнала, когда подвижная станция находится на расстоянии l = L2. В это время мощность сигнала соответствует так называемому значению нижнего предела UG. Сигнал мощностью, равной значению нижнего предела UG, воспроизводится аналого-цифровым преобразователем с самым низшим уровнем квантования, т.е. двенадцать битов аналого-цифрового преобразователя представляют уровень квантования #0. Фиг. 4 является диаграммой амплитуд, на которой амплитуда ограниченной промежуточной частоты J показана как функция времени посредством непрерывной кривой амплитуд JA1. Кривая амплитуд JA1 показывает амплитуду промежуточной частоты J, когда мощность сигнала SS промежуточной частоты находится поблизости от максимальной мощности сигнала, т.е. когда подвижная станция расположена поблизости от базовой станции. По ординате диаграммы амплитуд, показанной на фиг. 4, откладывается амплитуда /A/ в Вольтах /V/, а по абсциссе откладывается время /t/ в секундах /s/. Непрерывная кривая амплитуд JA1 показывает ту часть промежуточной частоты J, которая может быть воспроизведена аналого-цифровым преобразователем ADC. Так как в соответствии с известной техникой величина верхнего предела OG аналого-цифрового преобразователя ADC не превышает во время приема аналого-цифровым преобразователем сигнала максимальной мощности MXS, то промежуточная частота J поблизости от сигнала максимальной мощности MXS может быть полностью воспроизведена аналого-цифровым преобразователем. Как можно видеть на основании фиг. 4, промежуточная частота J может воспроизводиться им без пиковых величин амплитуды, которые “отсекаются” посредством дополнительного расширения диапазона аналого-цифрового преобразователя ADC. Ограниченная промежуточная частота J, обработанная аналого-цифровым преобразователем ADC, будет упоминаться как первая промежуточная цифровая частота, так называемая цифровая частота K.
– Цифровая частота K передается от аналого-цифрового преобразователя ADC на квадратурный делитель I/Q, как показано на фиг. 1. Цифровой сигнал K включает несколько частотных компонент с обеих сторон цифровой промежуточной частоты. Во время преобразования промежуточной частоты к нулевой частоте возникает явление свертывания, т.е. те частотные компоненты, которые теоретически расположены в отрицательном частотном диапазоне, на практике свертываются вокруг нулевой оси в направлении положительного частотного диапазона. Действительная часть сигнала получается путем смешивания компонент результирующей частоты с синусоидальным сигналом. Мнимая часть сигнала получается путем смешивания компонент результирующей частоты с косинусоидальным сигналом. Сигнал, полученный путем смешивания компонент результирующей частоты с синусоидальным сигналом, далее будет упоминаться как I-компонента, а сигнал, полученный путем смешивания упомянутых компонент результирующей частоты с косинусоидальным сигналом, будет упоминаться как Q-компонента. Полученные две компоненты сигнала могут быть представлены на так называемой I/Q диаграмме, показанной на фиг. 5. На фиг. 5, посредством первой непрерывной кривой I1, показана I-компонента, величина которой может быть отсчитана по оси I, а посредством второй непрерывной кривой Q1 показана Q-компонента, величина которой может быть отсчитана по оси Q. После формирования этими двумя компонентами вектора V1 могут быть воспроизведены значения огибающей исходного группового сигнала, т.е. максимальная амплитуда группового сигнала в каждый период времени путем отсчета амплитуды вектора V1. Эти значения огибающей используются эквалайзером в декодере 9 на более позднем этапе способа. Сдвиг фазы FI1 вектора V1 используется для воспроизведения двоичной информации в исходном групповом сигнале в соответствии с вышеупомянутым GMSK-принципом, описанным выше со ссылкой на фиг. 3. Заранее определенный мгновенный сдвиг фазы FI1 соответствует заранее определенной величине интервала двоичного разряда в групповом сигнале. Таким образом, квадратурный делитель I/Q, в идеальном случае, воспроизводит из цифровой частоты K исходный групповой сигнал D, принятый модулятором 3 передатчика TX ранее, во время обработки. Воспроизведенный групповой сигнал будет упоминаться как результирующий групповой сигнал L. Упоминаемое ранее квадратурное деление известно знакомым с данной областью радиосвязи и поэтому не будет описано детально.
– Результирующий групповой сигнал L передается от квадратурного делителя I/Q демодулятора 8 на декодер 9. Декодер воспроизводит из результирующего группового сигнала L PCM-сигнал C, переданный на кодер 2 на предшествующем ранее шаге обработки. Результирующий групповой сигнал L обрабатывается в ранее упомянутом эквалайзере декодера 9. Конверт, показанный ранее посредством I/Q диаграммы на фиг. 5, используется в эквалайзере для отделения компонент сигнала радиосигнала F, который был передан непосредственно от передатчика TX на приемник RX от компонент сигнала радиосигнала F, который не был принят приемником вплоть до отражения. PCM-сигнал, воспроизведенный после декодирования канала, процесса обратного перемежения и выравнивания, будет упоминаться как результирующий PCM-сигнал M.
– Результирующий PCM-сигнал M передается от декодера 9 на аналого-цифровой преобразователь 10. Аналого-цифровой преобразователь воспроизводит из PCM-сигнала аналоговый сигнал 8, принятый аналого-цифровым преобразователем 1 на более раннем этапе. Воспроизведенный сигнал будет упоминаться как результирующий аналоговый сигнал N.
– Результирующий аналоговый сигнал N передается от аналого-цифрового преобразователя 10 на громкоговоритель LS. Речевой сигнал A, передаваемый микрофону на более раннем этапе, воспроизводится громкоговорителем LS. Воспроизведенный речевой сигнал будет упоминаться как результирующий речевой сигнал O.
Теперь будет описан способ расширения динамического диапазона приемника сигналов в соответствии с настоящим изобретением. Ранее описанные шаги способа, выполняемые в передатчике TX, совпадают с теми, которые выполняются во время работы изобретения. Во время работы изобретения сигнал изменяется в приемнике RX. Это изменение будет проиллюстрировано со ссылкой на фигуры 2, 4 и 5. Для более ясного описания имена или обозначения сигналов в описании и ссылочные позиции, показанные на фиг. 1, будут такими же, как те, что использовались ранее. С другой стороны, содержание ранее поименованных сигналов будет изменено во время описания изобретения. Это изменение показано на фигурах 2b, 4 и 5 посредством пунктирной линии для воспроизведенных сигналов на различных диаграммах.
Таким образом, изобретенный способ полностью связан с приемником RX и включает следующие шаги:– Установка минимально приемлемого качества сигнала, выбор опорного напряжения аналого-цифрового преобразователя, а количество уровней квантования остается таким же, как указывалось ранее. – Радиосигнал F принимается посредством антенны 6 приемника и затем передается от антенны 6 на усилитель 7 приемника. Принятый полный радиосигнал F принимается усилителем сигнала AMPL. Сигнал усиливается до 50 дБ, как указывалось ранее. – Фронтальный сигнал G передается от усилителя 7 приемника на частотный смеситель MIX демодулятора 8. Как указывалось ранее, сигнал первой промежуточной частоты H получается путем преобразования фронтального сигнала G. – Сигнал первой промежуточной частоты H передается от частотного смесителя MIX на ограничитель сигнала LIMIT усилителя 7 приемника. В соответствии с настоящим изобретением ограничитель сигнала предотвращает дальнейшее перемещение по приемнику RX сигналов, чьи мощности превышают -37 дБм. Таким образом, пропускаются сигналы, чьи мощности превышают ранее установленную мощность сигнала на величину до 3 дБ. На фиг. 2a показано, что в соответствии с исполнением принятый сигнал ограничивается, когда подвижная станция располагается поблизости от базовой станции и когда мощность сигнала превышает -37 дБм. Полученная в результате этого дополнительная мощность сигнала используется эквалайзером во время оценки характеристик значения огибающей сигнала. Очень важно, чтобы эквалайзер имел возможность принимать сигналу мощностью выше -40 дБм, особенно в случаях сложных условий передачи. Хотя диапазон аналого-цифрового преобразователя будет дополнительно расширен в результате увеличения мощности сигнала, но информация, получаемая несмотря на это дополнительное расширение диапазона аналого-цифрового преобразователя, будет в конечном счете соответствовать требуемым характеристикам. Это будет разъяснено далее. Ненужные частотные компоненты, которые возникают в результате ограничения сигнала, затем отфильтровываются ограничителем сигнала LIMIT. Мощность сигнала SS ограниченной промежуточной частоты J показана на фиг. 2b посредством пунктирной кривой мощности JS2. Пунктирная кривая мощности JS2 показывает мощность сигнала для ограниченной промежуточной частоты J, когда подвижная станция MS располагается поблизости от базовой станции. Когда подвижная станция располагается между l = L0 и l = L1, сигнал искажается в аналого-цифровом преобразователе из-за ранее указанного дополнительного расширения диапазона преобразователя во время превышения значения верхнего предела OG аналого-цифрового преобразователя ADC. Однако, как будет видно из следующего описания, в цифровой системе можно справиться с таким искажением. На фиг. 4 показана амплитуда ограниченной промежуточной частоты J посредством кривой амплитуды JA2, чья амплитуда превышает амплитуду ранее показанной кривой амплитуды JA1 в результате ранее упомянутого меньшего ограничения радиосигнала F. Кривая амплитуды JA2 показывает амплитуду промежуточной частоты J, когда подвижная станция располагается поблизости от l = L0. Часть JA21 кривой амплитуд JA2, выделенная пунктиром, показывает уровень промежуточной частоты J, который может быть воспроизведен аналого-цифровым преобразователем ADC. Так как во время приема сигнала максимальной мощности на промежуточной частоте превышается значение верхнего предела OG для аналого-цифрового преобразователя ADC, то промежуточная частота J не может быть воспроизведена правильно аналого-цифровым преобразователем. Сигнал искажается из-за того, что пиковые амплитуды “отсекаются” в результате дополнительного расширения диапазона аналого-цифрового преобразователя ADC. Это “отсекание” отмечено пунктирными частями JA21 на фиг. 4. – Цифровая частота K, т.е. ограниченная промежуточная частота J, обработанная аналого-цифровым преобразователем, передается от аналого-цифрового преобразователя ADC на квадратурный делитель I/Q. На I/Q диаграмме, показанной на фиг. 5, представлены обе полученные компоненты сигнала. Первая пунктирная линия I2 на фигуре 5 показывает отсечение I-компоненты в соответствии с изобретенным способом, в то время как вторая пунктирная линия Q1 показывает отсечение Q-компоненты. Эти две компоненты, показанные на фиг. 5, совместно формируют вектор V2, показанный пунктиром. Так как эти две компоненты были сформированы из цифровой частоты K, искаженной в аналого-цифровом преобразователе, то амплитуды этих двух компонент “отсекаются” в их пиках. Это означает, что вектор V2 в некоторые моменты будет короче, чем в случае, если бы этот вектор создавался на основании неискаженной промежуточной частоты. Длина третьего вектора V3 фиг. 5 представляет величину значения огибающей принятого сигнала при соответствующем сдвиге фазы вектора V3. Длина четвертого вектора V4 представляет величину принятого сигнала при соответствующем сдвиге фазы вектора V4. Величина третьего вектора V3 совпадает с той, которая имелась бы в случае приема сигнала мощностью, соответствующей -37 дБм без дополнительного расширения диапазона аналого-цифрового преобразователя, т.е. показанная величина значения огибающей правильная. Величина четвертого вектора V4 совпадает с той, которая имелась бы в случае приема сигнала мощностью, соответствующей -37 дБм при максимальном дополнительном расширении диапазона аналого-цифрового преобразователя, т.е. данная величина значения огибающей максимально неправильна. Для сравнения можно отметить, что, если диапазон аналого-цифрового преобразователя не расширяется дополнительно во время приема сигнала мощностью, соответствующей -40 дБм, как в случае описанного в самом начале примера исполнения, то амплитуда будет постоянной и будет следовать внутреннему кругу EV, нанесенному на фиг. 5 точками. Посредством дополнительного расширения диапазона аналого-цифрового преобразователя ADC получается определенная информация об амплитуде во время приема сигнала мощностью, соответствующей -37 дБм. Хотя эта информация об амплитуде не является полной, но она лучше, чем информация об амплитуде, которая могла бы быть получена, если бы диапазон аналого-цифрового преобразователя не был бы дополнительно расширен, т.е. во время приема сигнала мощностью, которая ограничивается -40 дБм. Как указывалось ранее, сдвиг фазы FI2 вектора V1 используется для воспроизведения двоичной информации исходного группового сигнала D. Заранее определенный мгновенный сдвиг фазы FI2 соответствует заранее определенной величине интервала двоичного разряда в групповом сигнале. Так как вектор V2 короче, чем ранее упомянутый вектор V1, созданный на основании неискаженной промежуточной частоты, то дополнительно к ранее указанным усеченным амплитудам возникает фазовая погрешность FIE. Фазовая погрешность была показана на фигуре 5. Эта фазовая погрешность может быть рассчитана при помощи следующей формулы: FIE = FI1 – FI2 = FI1 – 90 + arctan(X  cosFI1). В этой формуле X соответствует коэффициенту дополнительного расширения, в соответствии с которым дополнительно расширяется диапазон аналого-цифрового преобразователя. В цифровых системах, например в GSM-системах, допускается наибольшая фазовая погрешность. В случае GSM-системы коэффициент дополнительного расширения, равный 1.4, будет порождать фазовую погрешность FIE шестой степени. Фазовая погрешность, соответствующая шестой степени, приемлема для GSM-систем. Если фазовая погрешность FIE меньше, чем допустимая погрешность, то количество правильно воспроизведенной двоичной информации будет достаточно большой.
При коэффициенте дополнительного расширения, равном 1.4, качество сигнала будет приемлемо высоким, так как воздействие обертонов не будет достаточно искажающим для создания проблем во время детектирования сигнала. Влияние гармоник станет более понятным при рассмотрении описания фигуры 7.
На фиг. 6 показана величина фазовой погрешности, измеренная для GSM-системы как функция сдвига фазы во время дополнительного расширения диапазона аналого-цифрового преобразователя с коэффициентом 1.4, соответствующим 3 дБ. По абсциссе отсчитывается сдвиг фазы FI в степенях, а по ординате отсчитывается фазовая погрешность FIE тоже в степенях. На этой фигуре показана только часть (45-90 степеней) полного возможного сдвига фазы (0-360 степеней). На фигуре 6 показано, что максимальная фазовая погрешность, соответствующая шестой степени, возникает в GSM-системе при выбранном дополнительном расширении. Фазовая погрешность, соответствующая шестой степени, приемлема для GSM-систем. Однако, величина средней погрешности гораздо меньше. Это позволяет дополнительно расширить хвост диапазона аналого-цифрового преобразователя на 3 дБ, что окажется эффективным при отсутствии мешающих воздействий на часть пользовательской системы.
На фигуре 7 показана конфигурация кривой усеченных амплитуд JA2, показанной на фигуре 4 во время измерения сигнала с точки зрения частоты. По абсциссе M отсчитывается частота, а по ординате Z отсчитывается мощность сигнала в дБ. Основная частота цифровой частоты K показана как первый частотный пакет S1. Гармоники, которые возникают после “отсечения” в аналого-цифровом преобразователе ADC, показаны как отдельный частотный пакет S2 при более низких уровнях, чем основная частота. Так называемый сплошной шум показан на фигуре 7 затемненной областью S3. Принятая основная частота допустима при условии, что между мощностью S1 и мощностью сплошного шума S3 и гармоник S2 будет преобладать определенное соотношение dZ.
Наконец, необходимо отметить, что динамический диапазон приемника расширяется посредством настоящего изобретения. Хотя определенная информация получается после расширения динамического диапазона на величину, соответствующую 3 дБ, но эта информация не полная. Полученная информация расширенного значения огибающей используется в эквалайзере, когда приемник расположен на местности, которая, в частности, не пригодна для приема.
На фигуре 8 показано устройство 100 согласно изобретению в приемнике RX. Это устройство содержит ограничитель сигнала LIMIT, аналого-цифровой преобразователь ADC, который связан с ограничителем сигнала LIMIT, а также детектор, связанный с аналого-цифровым преобразователем. Устройство 100 связано через частотный смеситель MIX и усилитель сигнала AMPL с антенной 6 приемника, на которую принимается радиосигнал (F). На этой фигуре, кроме этого, показан генератор синтезированной частоты SG, связанный с частотным смесителем MIX. Ограничитель сигнала LIMIT показан с фильтром низкой частоты LP, который отфильтровывает гармоники, возникающие в ограничителе сигнала. Аналого-цифровой преобразователь имеет динамический диапазон с верхним пределом, соответствующим ранее упомянутому значению верхнего предела OG. Детектор содержит квадратурный делитель I/Q и декодер 9. Квадратурный делитель I/Q имеет устройство для изменения структуры сигнала, позволяющее обрабатывать его в декодере 9, в котором может осуществляться измерение качества сигнала.
Ограничитель сигнала LIMIT имеет устройство для ограничения радиосигнала F, обработанного в усилителе сигнала AMPL и в частотном смесителе MIX. В связи с этим ограничитель сигнала LIMIT ограничивает сигнал так, чтобы было превышено значение верхнего предела OG и так, чтобы качество продетектированного в детекторе сигнала превышало бы заранее определенное минимально допустимое предельное значение.
Необходимо отметить, что настоящее изобретение не ограничено описанными выше и проиллюстрированными исполнениями, приведенными в качестве примера, и что могут быть сделаны модификации в соответствии с концепцией настоящего изобретения. Например, радиосигнал может передаваться от подвижной станции и приниматься базовой станцией. Более того, настоящее изобретение может использоваться в системах, отличных от вышеупомянутой GSM-системы. Таким образом, настоящее изобретение не ограничивается описанными и проиллюстрированными исполнениями, так как могут быть сделаны модификации в соответствии с сутью следующей формулы изобретения.
Формула изобретения
РИСУНКИ
|
||||||||||||||||||||||||||
