Патент на изобретение №2271066

(54) СПОСОБ АДАПТИВНОЙ КОМПЕНСАЦИИ ПОМЕХ В РЕАЛЬНОМ ВРЕМЕНИ

(57) Реферат:

Изобретение относится к области адаптивных антенн и используется в системах спутниковой связи. Сущность заявленного способа заключается в подавлении одной помехи при одном компенсационном канале или нескольких помех при соответствующем числе компенсационных каналах, принимаемых по боковым лепесткам диаграммы направленности основной антенны в системах спутниковой связи. Принимаемые сигналы оцифровываются и раскладываются на квадратурные составляющие в аналого-цифровых преобразователях и далее осуществляется квадратурная обработка. На время вычислений весовых коэффициентов по адаптивному алгоритму в цифровом процессоре вводится задержка отсчетов сигналов в каналах компенсатора. Цифровой процессор вычисляет оптимальные весовые коэффициенты по методу обращения выборочной корреляционной матрицы. Время вычисления по адаптивному алгоритму и время операций ввода данных в цифровой процессор и вывода весовых коэффициентов из цифрового процессора меньше времени введенной задержки, т.е. удовлетворяет требованию для вычислений в реальном времени Технический результат, достигаемый при осуществлении заявленного изобретения, состоит в обеспечении подавления помех в реальном времени при переходном процессе нулевой длительности. 9 ил.

Область техники, к которой относится изобретение

Адаптивные антенны, системы спутниковой связи, цифровая обработка сигналов.

Уровень техники

Уровень техники можно определить по следующим источникам. 1. Монзинго Р.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию /Пер. с англ. под ред. В.А.Лексаченко. – М.: Радио и связь, 1986, – 448 с. Описан компенсатор помех, действующих по боковым лепесткам (КБЛ), пригодный для использования в системах связи. Рассмотрены основные алгоритмы подстройки весовых коэффициентов. Совпадающие существенные признаки: адаптивный компенсатор помех (в общем случае многоканальный) предназначен для подавления помех, поступающих по боковым лепесткам основной антенны системы связи, число подавляемых помех не превышает числа дополнительных (компенсационных) каналов. Дополнительные каналы формируются путем установки дополнительных идентичных антенн и их пространственного разнесения. Диаграмма направленности (ДН) дополнительных антенн охватывает боковые лепестки ДН основной антенны. Отличие состоит в используемых адаптивных алгоритмах работы компенсаторов помех и практической реализации. В нашем случае используется адаптивный алгоритм, удовлетворяющий требованиям по быстродействию для его вычисления в реальном времени. Достижение требуемого быстодействия определяет техническую реализацию компенсатора помех. Для получения удовлетворительных точностных характеристик компенсации помех используется алгоритм с регуляризацией. Из представленных источников наиболее близким аналогом (прототипом) автор считает именно этот компенсатор помех.

Сущность изобретения

Цифровой адаптивный компенсатор помех, осуществляющий подавление помех в реальном времени (ЦАКРВ), предназначен для подавления одной помехи (при числе дополнительных каналов не менее одного) или нескольких помех (при соответствующем числе дополнительных каналов), принимаемых по боковым лепесткам ДН основной антенны в системах спутниковой связи. ЦАКРВ также способен подавлять помехи, принимаемые по главному лучу ДН основной антенны, но с меньшей эффективностью.

Структурная схема N-канального ЦАКРВ показана на фиг.1.

Компенсация помех осуществляется на видеочастоте. Для этого сигнал каждого элемента антенной решетки, состоящей из основной антенны (1, на фиг.1) и одной либо нескольких (всего N) одинаковых дополнительных антенн (2), после прохождения СВЧ-тракта (3) и тракта преобразования частоты (ТПЧ, 4), а также ограничивающего полосу пропускания для дискретизации аналоговый полосовой фильтр (ПФ, 5), преобразуется в цифровой комплексный сигнал в аналого-цифровом квадратурном преобразователе (АЦКП, 6). Частота дискретизации в АЦП, входящих в АЦКП, во всех каналах должна быть одинакова. Полученные сигналы на видеочастоте используются цифровым процессором (ЦП, 7) в качестве входных данных для вычисления N комплексных оптимальных весовых коэффициентов (ВК) w₁…w_N по адаптивному алгоритму обращения выборочной корреляционной (ковариационной) матрицы. Для этого предварительно из конечных выборок входных сигналов (возможно прореженных) в разных каналах, относящихся к одинаковому времени, составляется выборочная корреляционная матрица и вектор взаимной корреляции. Время вычисления по адаптивному алгоритму должно удовлетворять требованиям реального времени, т.е. весовые коэффициенты необходимо вычислять за время, меньшее, чем поступит следующая выборка входных данных. Задержанные на свою длительность в элементах задержки (8) выборки сигналов компенсационных каналов умножаются (умножители вещественных чисел обозначены 9) на соответствующие этим сигналам, т.е. вычисленные по ним, весовые коэффициенты. После этого результаты умножения складываюся поквадратурно (в сумматорах, 10), формируя компенсационный сигнал, который вычитается из задержанной на такое же время выборки сигнала основою канала (также поквадратурно в последних перед выходом компенсатора двух сумматорах 10).

Вычисления по обращению корреляционной матрицы производятся с плавающей точкой двойной и одинарной точности. Для получения высоких характеристик подавления помех необходимо стремиться обеспечить идентичность каналов с выходов антенн до выходов АЦКП.

ЦАКРВ реализуется на микросхемах АЦП и микросхемах цифровой обработки сигналов: программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС) и цифровых процессорах (ЦП).

Технический результат. ЦАКРВ обеспечивает подавление помех при переходном процессе нулевой длительности. Это позволяет подавлять любые быстро изменяющиеся помехи независимо от их типа, при их исчезновении не происходит ухудшения отношения сигнал/шум на выходе компенсатора. В системах связи с ППРЧ не требуется запоминать весовые коэффициенты на каждой из рабочих частот, так как для компенсации помех используются “свои” ВК, т.е. ВК умножаются на те отсчеты, по которым ВК вычислялись. При реализации одно- трехканального компенсатора на ПЛИС и ЦП с использованием 10 разрядного АЦП можно подавлять помехи до 20 дБ при задержке по раскрыву антенной решетки до 16.7 нс и неидентичности каналов по амплитуде 0.5 дБ, разбросе по центральной частоте 5% и разбросе по полосе 10% (от полосы пропускания аналогового ПФ по уровню -3 дБ) при условии, что отношение сигнал/шум в основном канале компенсатора не менее 20 дБ, а отношение сигнал/шум в дополнительных каналах не более -20 дБ. Отношение сигнал/(помеха+шум) на выходе компенсатора при этом будет не менее 9 дБ.

Перечень чертежей

Фиг.1 – структурная схема N-канального компенсатора помех с подавлением помех в реальном времени. Изображены входные узлы приемной станции спутаковой связи (1-5), АЦКП (6) и с отводами к цифровому процессору ЦП (7) для вычисления весов, элементы задержки (8) на длительность выборки из L отсчетов, цифровые перемножители (9), сумматоры (10).

Фиг.2 – структурная схема цифрового трехканального компенсатора помех, работающего по адаптивному алгоритму непосредственнного обращения выборочной корреляционной матрицы. Изображены два сдвоенных АЦП, перемножители, осуществляющие перенос спектра сигналов в каналах компенсатора на нулевую частоту с получением квадратурных компонент, фильтрация в ЦФНЧ, память FIFO, осуществляющая задержку данных на время вычисления весовых коэффициентов (ВК) в ЦСП, ОЗУ для хранения данных, поступающих в ЦСП, ОЗУ ВК, умножители на ВК и выходные сумматоры.

Фиг.3 – алгоритм непосредственного обращения выборочной корреляционной матрицы. Показана схема вычислений по адаптивному алгоритму.

Фиг.4 – синфазная составляющая суммарного сигнала (полезный сигнал+помеха+шум) на входе ЦСП. Рисунок, полученный в среде Code Composer Studio, изображает входной сигнал основного канала, сформированный в System View.

Фиг.5 – синфазная составляющая неискаженного помехой полезного сигнала. Рисунок, полученный в среде Code Composer Studio, изображает неискаженный полезный ОФМ2 сигнал, сформированный в System View.

Фиг.6 – синфазная составляющая результирующего сигнала на выходе ЦСП. Рисунок, полученный в среда Code Composer Studio, изображает выходной сигнал основного канала после компенсации помехи.

Фиг.7 – квадратурная составляющая суммарного сигнала

(полезный сигнал+помеха+шум) на входе ЦСП. Рисунок, полученный в среде Code Composer Studio, изображает входной сигнал основного канала, сформированный в System View.

Фиг.8 – квадратурная составляющая неискаженного помехой полезного сигнала. Рисунок, полученный в среде Code Composer Studio, изображает неискаженный полезный ОФМ2 сигнал, сформированный в System View.

Фиг.9 – квадратурная составляющая результирующего сигнала на выходе ЦСП. Рисунок, полученный в среде Code Composer Studio, изображает выходной сигнал основного канала после компенсации помехи.

Сведения, подтверждающие возможность осуществления изобретения

Структурная схема практической реализации трехканального ЦАКРВ показана на фиг.2.

С выходов аналоговых ПФ (5 на фиг.1) сигналы поступают на входы сдвоенных АЦП (11), являющихся в данном случае частью АЦКП типа цифровое преобразование – цифровой квадратурный гетеродин. В процессе дискретизации с частотой f_д АЦП переносит спектр сигнала, имеющего центральную частоту спектра f_пч, на некоторую меньшую промежуточную частоту f₀. Частота f_д равна 12 МГц в данном практическом случае. Мультиплексоры (12) разделяют каналы 0 и 2, 1 и 3 по времени для уменьшения числа перемножителей (13). Получение квадратурных компонент и перенос спектра сигнала в область нулевых частот осуществляется путем перемножения (13) отсчетов оцифрованых канальных сигналов на отсчеты цифровых гетеродинов f_гет1=cos2f₀kT и f_гет2=-sin2f₀kT. Отсчеты гетеродинов записаны в ПЗУ (14) и считываются из него с частотой перемножения. С выходов перемножигелей квадратурные (комплексные) отсчеты канальных сигналов сохраняются в своих регистрах (РГ, 15). В состав АЦКП входят цифровые ФНЧ (ЦФНЧ, 16), подавляющие гармоники с частотой 2f₀ и ограничивающие спектр заданной полосой полезного сигнала. Существуют два варианта построения ЦФНЧ – это фильтры Баттерворта 3 порядка или КИХ-фильтры 24 порядка. Порядки ЦФНЧ в каждом квадратурном канале должны быть одинаковыми. Мультиплексор “8 на 2” (17) разделяет каналы по времени в двух квадратурах. Отсчеты каналов в этих квадратурах поступают в память FIFO (18), выполняющей необходимую задержку на время вычисления весовых коэффициентов (ВК), и поступают в блок предварительных операций (БПО, 19). Задачей БПО является уменьшение потока данных, по которому вычисляются ВК в цифровом процессоре. В данном практическом случае в БПО осуществляется операция прореживания исходных данных, после чего эти данные сохраняются в ОЗУ данных (20) для их считывания цифровым сигнальным процессором (ЦСП, 21). Также возможно операции получения корреляционной матрицы и вектора взаимной корреляции выполнить в БПО на ПЛИС, и в процессор передавать их отсчеты, а не исходные данные, на фиг.2 дополнительные связи к БПО для этого случая показаны штриховой линией.

Вычисление комплексных весовых коэффициентов осуществляется в ЦСП (21) TMS320C6711 (ф. “Texas Instruments Inc.”) по адаптивному алгоритму непосредственного обращения корреляционной матрицы. Данный процессор является процессором с плавающей точкой и поддерживает вычисления с одинарной и двойной точностью. Основной канал не подстраивается с целью сохранения ДН основного канала, по которому осуществляется связь со спутником, его весовой коэффициент постоянен и равен (1, 0). Корреляционная матрица составляется из 20 комплесных отсчетов, взятых с прореживанием, равным 12, из каждого компенсационного канала. Время вычисления корреляционной матрицы 14 мкс, т.е. менее 20 мкс – это удовлетворяет требованиям реального времени, при этом ввод/вывод данных в/из ЦСП осуществляет контроллер прямого доступа к памяти (ПДП) независимо от операций в процессоре за время менее 10 мкс. Вычисленные комплексные весовые коэффициенты передаются в ОЗУ ВК (22), откуда они берутся для умножения на отсчеты, хранящиеся в FIFO, результаты умножения суммируются поквадратурно в сумматорах (23) таким образом, что оценка помехи вычитается из сигнала основного канала. Сформированный сигнал подается на выход компенсатора.

Структурная схема алгоритма непосредственного обращения корреляционной матрицы показана на фиг.3, в соответствии с которым

1) вычисляют выборочную корреляционную матрицу

2) вычисляют присоединенную матрицу A (N×N)

3) вычисляют определитель выборочной корреляционной матрицы

4) вычисляют выборочный вектор взаимной корреляции

5) вычисляют обратную корреляционную матрицу

6) вычисляют весовые коэффициенты

7) результирующий сигнал определяют по формуле

где y(k) – результирующий комплексный сигнал; k – номер отсчета в дискретном времени; x_осн(k) – задержанные отсчеты комплексного сигнала основного канала; x_i(k) – задержанные отсчеты комплексного сигнала компенсационного канала i; w_i(k) – вычисленный комплексный весовой коэффициент для i-го канала; ^* – знак комплексного сопряжения; ^T – знак транспонирования; – параметр регуляризации; L – длина выборки; I – единичная матрица в масштабе АЦП; N – число компенсационных каналов.

В соответствии со структурными схемами, изображенными на фиг.1 и 2, была разработана модель получения входных сигналов для трехканального компенсатора помех в среде System View (ф. Elanix).

В System View модели определены.

Четыре некоррелированных источника широкополосного шума (дискретный гауссов шум в полосе 60 МГц) для 4-х каналов, шумы с СКО 0,04 В, мат. ожидание 0 В.

Один источник помехи (дискретный гауссов шум в полосе 10 МГц по уровню -3 дБ и 22 МГц по уровню -30 дБ) для 4-х каналов, причем для дополнительных каналов вводится задержка по раскрыву 16.7 нс, помеха с СКО 1 В, мат. ожидание 0 В.

Один источник полезного ОФМ2 сигнала, скорость передачи 1 Мбит/с, центральная частота спектра сигнала 27,5 МГц. Амплитуда ОФМ2 сигнала в основном канале 0,1 В, в дополнительных каналах – 0,01 В.

Аналоговые ПФ моделируются фильтром Чебышева-1 2-го порядка. Неравномерность в полосе для фильтров Чебышева -0,5 дБ. В основном канале ПФ с центральной частотой 27,5 МГц и шириной полосы 2,5 МГц (-3 дБ), 12 МГц (-30 дБ). В дополнительных каналах разброс по центральной частоте 5%, разброс по полосе 10% от полосы пропускания фильтра (-3 дБ).

ЦФНЧ – КИХ-фильтры 24 порядка с шириной полосы 1,2 МГц (-3 дБ) и 2,15 МГц (-40 дБ). Отношение сигнал/(помеха+шум) на выходе ЦФНЧ -9 дБ.

АЦП 10-разрядные, входной диапазон ±1 В, частота дискретизации 12 МГц.

В среде System View осуществляется перенос спектра сигналов с центральной частоты ПФ 27,5 МГц на 3,5 МГц в процессе дискретизации в АЦП и на нулевую частоту с помощью цифровых гетеродинов с частотой 3,5 МГц. Далее осуществляется цифровая фильтрация, после чего данные готовы для передачи в ЦСП. Вычисления, требующие выполнения на ПЛИС, моделируются с ограниченной разрядностью (20 двоичных разряда максимум).

На фиг.4-9 представлены результаты работы компенсатора, полученные на DSK TMDS3240006711 ф. “Texas Instruments Inc.” в среде Code Composer Studio 1.23. DSK является отладочной платой для процессора TMS320C6711, на которой этот процессор установлен. На DSK выполняются все операции, показанные на фиг.2, начиная с БПО. Исходные данные выборок сигналов в каналах компенсатора формируются в среде System View и поступают в процессор DSK по кабелю параллельного порта компьютера. Исходные данные и выходные процессы представлены синфазным и квадратурным каналами.

Подавление 20 дБ при длительности переходного процесса 0 мкс (ср. фиг.5 и 6; 8 и 9). Выходные данные задерживаются относительно входных на 20 мкс (240 отсчетов), на фигурах 4-9 эта задержка не показана, т.е. выходные отсчеты соответствуют входным с тем же номером.

Формула изобретения

Способ адаптивной компенсации помех в реальном времени, в котором сигнал основного канала преобразуют в аналого-цифровом преобразователе (АЦП) в выборку цифрового комплексного (ЦК) сигнала основного канала, сигнал каждого компенсационного канала преобразуют в АЦП в выборку ЦК сигнала компенсационного канала, выборки из L отсчетов ЦК сигналов основного и компенсационного каналов используют в качестве входных данных для вычисления комплексных весовых (KB) коэффициентов компенсационных каналов по адаптивному алгоритму в цифровом процессоре (ЦП); выборки ЦК сигналов компенсационных каналов умножают на KB коэффициенты, результаты умножения суммируют, образуя компенсационный сигнал, который вычитают из выборки ЦК сигнала основного канала, отличающийся тем, что KB коэффициенты вычисляют за время меньшее, чем поступит следующая выборка из L отсчетов ЦК сигналов основного и компенсационных каналов, задержанные выборки из L отсчетов ЦК сигналов компенсационных каналов умножают на вычисленные по этим отсчетам KB коэффициенты и результаты умножения суммируют; компенсационный сигнал вычитают из выборки ЦК сигнала основного канала, задержанного на такое же время, что и выборки компенсационных каналов; время вычисления по адаптивному алгоритму и время ввода данных в ЦП и вывода ВК коэффициентов из ЦП меньше длительности из L отсчетов ЦК; используют ЦП, вычисляющий ВК коэффициенты по алгоритму обращения выборочной корреляционной или ковариационной матрицы.

РИСУНКИ